8-900-374-94-44
Основой принципиальной схемы нашего термометра будет микросхема 572ПВ2 (ICL7107), которая представляет собой АЦП двойного интегрирования с выходом в параллельном семисегментном коде с расчетом на 3,5 десятичных разряда. Что означает цифра 3,5 — не может же использоваться полразряда? Действительно, при использовании полного выходного диапазона этой микросхемы, который составляет число ±1999, нужно подключать 4 индикатора, однако последний (старший) из них будет использоваться только для индикации цифры 1, и, при необходимости, знака минус. Число 3,5 и означает, что старший разряд используется не полностью (бывают и более заковыристые обозначения, вроде ЗУл разряда, но их оставим на совести авторов). Заметим, что разрешающая способность (а при соблюдении некоторых требований — и точность) этого АЦП эквивалентна приблизительно 11 двоичным разрядам, то есть приведенная погрешность составит 0,05%, что очень и очень неплохо.
Основная (типовая) схема включения микросхемы 572ПВ2 показана на рис. 17.8. Микросхема имеет два собственных питания — положительное 5 В (от 4,5 до 6 В) и отрицательное, которое может варьироваться в довольно большом диапазоне от -9 до -3,5 В. Это обстоятельство позволяет при необходимости использовать для отрицательного питания не слишком стабильные преобразователи-инверторы, о чем далее.
Семисегментные LED-индикаторы можно подключать напрямую, без каких-либо дополнительных резисторов (ток через сегмент при этом равен 5— 8 мА). Управление индикаторами осуществляется коммутацией на «землю», поэтому нужен индикатор с общим анодом, который целесообразно подключать к отдельному источнику питания, чтобы не вносить лишние помехи. Однако выходы управления индикатором не являются выходами с открытым коллектором (точнее — истоком), а есть обычный комплементарный КМОП-выход (см. рис. 15.1, схему инвертора справа). Вытекающий ток в состоянии логической единицы может составить примерно 0,5 мА, а в состоянии логического нуля — примерно 5—8 мА (для вывода 19, который управляет одновременно двумя сегментами при засветке 1 в старшем разряде, этот ток составляет 10—16 мА).
Рис. 17.8. Типовое включение микросхемы 572ПВ2 (ICL7107) в корпусе DIP-40
Заметки на полях
Это обстоятельство можно использовать для управления индикаторами через внешние ключи. Дело в том, что для питания LED, потребляющих достаточно большой ток (при максимальном количестве зажженных сегментов, то есть при индикации -1888, он может составить от 120 до 200 мА), естественно было бы использовать нестабилизированное повышенное напряжение, например, от входа стабилизатора положительного напряжения. Это особенно актуально при подключении крупных индикаторов с повышенным падением напряжения, при напряжении 5 В они будут светиться очень тускло (если загорятся вообще). Однако ставить более 20 штук ключей не очень хочется, если конструкция не слишком капитальная. К сожалению, в технической документации ни один из производителей не упоминает о возможности подключения LED-индикатора к повышенному напряжению. Можно ожидать, что при пиковом значении напряжения питания, не превышающем суммы основного питания (5 В) и падения напряжения на индикаторе (1,8—2 В для обычных и 3,5—4 В для крупных индикаторов), микросхеме ничего не грозит. В крайнем случае, можно поставить небольшие резисторы, ограничивающие ток через защитные диоды. Автор этих строк на свой страх и риск провел долгосрочный эксперимент по питанию LED-индикатора высотой 1 дюйм от пульсирующего напряжения 6,5— 7 В с амплитудным значением, соответственно, около 9—10 В (от отдельной обмотки трансформатора через один диод в качестве выпрямителя). Опыт показал, что такой режим микросхема вполне выдерживает. При этом из-за «од-нополупериодности» напряжения средний ток через сегменты примерно в полтора раза ниже номинального, чего вполне достаточно для нормальной яркости горения. Здесь мы также применим этот режим питания, однако в некоторых случаях это неудобно, и приходится ставить отдельный мощный стабилизатор, как и положено.
Выпускается совершенно идентичная по функциональности и разводке выводов микросхема 572ПВ5 (ICL7106), которая отличается только тем, что она предназначена для управления ЖК-индикаторами, а не светодиодными, так что, если есть нужда в малом потреблении, можно почти без изменений основной схемы использовать такой вариант. Просто заменить LED-индикатор на ЖК и наоборот, как мы уже говорили, нельзя, потому что для управления ЖК-индикаторами требуется переменное напряжение, иначе отключенные сегменты «зависнут» в поглощающем свет состоянии. Поэтому при замене ПВ2 на ПВ5 отличие в схеме заключается в том, что вывод 21 представляет собой не «цифровую землю» (ОЫВц), а подсоединяется к общему выводу ЖК-индикатора. При этом отдельное питание, естественно, не требуется. Управление ЖК-сегментами происходит так— на общем выводе 21 все время присутствует меандр, а на тот сегмент, который нужно засветить, подается точно такой же меандр, но в противофазе. При отключении сегмента фаза на выводе его управления меняется на противоположную и становится такой же, как на выводе 21, поэтому постоянное напряжение на сегмент никогда не подается.
Отдельный вопрос представляет засветка запятой, если ее по ходу дела надо гасить. В LED-варианте это несложно (можно просто засветить постоянно, или через какой-то ключ), а для ЖК-варианта нужно для нее также обеспечить подобный режим управления. Иначе при подаче постоянного напряжения она просто засветится навсегда (и будет светиться еще долго после выключения питания) и к тому же будет резко выделяться большим контрастом. Разработчики рекомендуют использовать для этой цели отдельный логический инвертор, подключенный к выходу 21. При этом (как и в случае подключения внешнего тактового генератора, см. далее) в качестве «цифровой земли» в 572ПВ5 следует использовать вывод 37 (TEST).
Ввиду отсутствия у микросхемы ПВ5 «цифровой земли» как таковой, эту микросхему можно питать от одного источника, напряжение которого может составлять от 9 до 15 В (что эквивалентно диапазону от ±4,5 до ±7,5 В). Только при этом не следует забывать, что для обеих микросхем опорное и входное напряжения не должны выходить за пределы, на 1 В отступающие от потенциалов +С/пит и -t/пит. Для микросхемы ПВ2, вообще говоря, требуется двуполярное питание во всех случаях, так как «цифровая земля» ОЫОц должна иметь общую точку с аналоговой частью для внутреннего согласования уровней управляющих сигналов. Однако можно обойтись одним питанием +5 В (подсоединив вход -(/„„т к «земле»), если, в соответствии с вышесказанным, опорное и измеряемое напряжения по абсолютной величине не превышают 1,5 В, причем эта величина должна отсчитываться от середины (/„ит.
Есть и более современные варианты этих преобразователей — например, с очень малым потреблением, но параметры разобранных микросхем и так достаточно хороши — при тактовой частоте 50 кГц время преобразования составляет 0,32 с (16000 периодов тактовой частоты), а потребление при этом не превышает 0,6 мА (не считая, конечно, потребления индикаторов в LED-варианте).
Удобство микросхем ПВ2 и ПВ5 заключается и в том, что они оперируют с двуполярными входными напряжениями, автоматически определяя и высвечивая знак. Диапазон входного измеряемого напряжения определяется опорным, с помощью которого и задается масштаб, при этом опорное должно находиться в пределах 0,1—1 В, а измеряемое может по абсолютной величине превышать его, в соответствии с разрешающей способностью, ровно в два раза. Если, например, опорное напряжение равно 1 В, то измеряемое может быть в пределах ±2 В (точнее ±1,999 В), а в общем случае выходной код определяется выражением N= 1000-^ При превышении значением входного
напряжения предела +2L/on младшие три разряда гаснут, а при снижении ниже -lUon — гаснет все, кроме знака минус.
На схеме рис. 17.8 показан именно такой вариант включения с общими «землями». Однако оба входных напряжения — опорное и измеряемое — могут быть и «плавающими», без общей «земли», единственное требование — чтобы их значения не выходили за пределы питания (а по абсолютной величине они, естественно, должны соответствовать указанным ранее требованиям). В этом случае вывод 32 («аналоговая земля») не используется. На этом выводе тогда присутствует напряжение, равное (С/+пит~ 2,8) В. Если очень надо, его можно использовать в качестве опорного (не само напряжение относительно «земли», которая в данном случае есть довольно условное понятие, а именно разность между положительным питанием и выводом 32). Однако стабильность этого напряжения невелика, и так рекомендуется поступать только в уж очень экономичных схемах. Особенно это плохо в случае ПВ2, в которой выходные каскады за счет большого тока сильно (и неравномерно по времени из-за разного количества подключенных сегментов) нагревают кристалл, и напряжение это начинает «плавать». Ошибка при этом может составить до 0,5%, то есть точность снижается до 9 разрядов вместо 11.
Тактовую частоту микросхем следует выбирать из ряда 200, 100, 50 и 40 кГц, при этом частота помехи 50 Гц будет укладываться в длительность фазы интегрирования входного напряжения (см. далее) целое число раз, и такая помеха будет интегрироваться полностью. Тактовую частоту можно задавать тремя способами — с помощью RC-цепочки, как показано на рис. 17.8, с помощью кварца, подключаемого к выводам 39 и 40, а также внешним генератором, выход которого подключается в выводу 40 (в ПВ2 при этом в качестве общего провода используется вывод 21 «цифровая земля», а в ПВ5— вывод 37 «TEST»). На практике чаще всего используется первый способ, при этом частота будет равна примерно 0,45ЛгСг. В фирменной документации на этот счет есть некоторая неясность, так как рекомендуется выбирать Лг = 100 кОм при Сг = 100 пф, и тогда согласно формуле частота должна составить 45 кГц. Это далеко и от 40, и от 50 кГц, рекомендуемых для частоты помехи 50 Гц, и не вполне совпадает с 48 кГц, рекомендуемыми для помехи 60 Гц. Все отечественные описания микросхем ПВ2 и ПВ5 изящно обходят этот вопрос, просто повторяя фирменные рекомендации. Думается, что составители документации имели в виду все же 60-герцовую помеху (то есть тактовую частоту 48 кГц), поэтому в отечественных пенатах следует снизить емкость Сг до 91 пф — так будет корректнее. Вообще, ошибка в ±5%, конечно, тут вполне допустима.
Из особенностей внутреннего функционирования этих микросхем нам интересен еще один момент. Цикл работы ПВ2 и ПВ5 состоит из трех фаз, первые две из которых идентичны циклу работы ПНВ по рис. 17.5. После окончания фазы интегрирования опорного напряжения и формирования собственно измерительного интервала, начинается последняя (или первая для следующего измерения) часть цикла, носящая название фазы автокоррекции. В этой фазе происходит не только сброс интегрирующей емкости (который у нас в схеме по рис. 17.6 занимал некоторое время из отведенного для фазы интегрирования), но и, кроме этого, на конденсаторе Сак происходит накопление напряжения смещения всех участвующих в процессе ОУ и компараторов. В рабочих циклах это напряжение учитывается. Но для нас еще интереснее, что в этой фазе одновременно происходит заряд емкости Соп до значения опорного напряжения, и последующее интегрирование в рабочем цикле оперирует именно с этой величиной, а вход опорного напряжения при этом отключается. Собственно, сделано это для того, чтобы была возможность автоматического внутреннего инвертирования опорного напряжения при смене знака измеряемого. Однако для нас это важно, потому что позволяет сгладить наличие высокочастотных помех на входе опорного напряжения. К сожалению, длительность фазы автокоррекции является неопределенной (так как она занимает всю оставшуюся часть фазы интегрирования опорного напряжения, к которому прибавляется фиксированный интервал времени в 4000 периодов тактовой частоты), и низкочастотная помеха при этом интегрируется плохо.
Номиналы емкостей и резисторов на рис. 17.8 приведены для случая опорного напряжения, равного 1 В, и тактовой частоты 50 кГц. При опорном напряжении 0,1 В емкость Сак нужно увеличит^ до 0,47 мкФ, С„„т уменьшить до 0,1 мкФ, а Линт уменьшить до 47 кОм. В остальных случаях эти номиналы должны быть изменены в указанных пределах примерно пропорционально изменению опорного напряжения.
К выбору типов компонентов следует подходить весьма тщательно, от этого сильно зависит в первую очередь линейность преобразования. Резисторы все могут быть типа МЛТ, хотя при наличии стоит предпочесть С2-29В. Конденсатор тактового генератора С ген может быть керамическим (типа КМ73-10, КМ-5, КМ-6). Остальные конденсаторы (С„„т, Соп, и Сак) должны иметь органический диэлектрик, лучше всего подойдут фторопластовые (К72П-6, К72-9) или полистироловые (К71-4, К71-5), но сойдут и полиэтилентерефталатные (К73-16, К73-17). Эти конденсаторы могут ужаснуть вас своими размерами, но ничего не поделаешь — такова плата за стабильность. Высокие конденсаторы (как К73-17) следует устанавливать лежа— хотя при этом площадь платы увеличивается, но зато конденсаторы не торчат над всеми остальными компонентами. Это, кроме всего прочего, повышает надежность монтажа, ибо меньше вероятность выкорчевать конденсатор с корнем, случайно положив поверх платы каталог продукции фирмы MAXIM.
nauchebe.net
.
Микросхема К572ПВ2 [2 стр.229] представляет собой АЦП двойного интегрирования с автоматической коррекцией нуля. Сначала рассмотрим принцип работы данного класса АЦП.
Структурная схема АЦП приведена на рис.1 [методичка стр.22 рис.13], [3 стр.464 рис.24.30].
Принцип работы АЦП поясняется с помощью диаграммы на рис.2. Работа начинается с замыкания ключа S1 соответствующим сигналом схемы управления [методичка стр.21]. При наличии на входе напряжения, отличного от 0 начинается заряд конденсатора С1 интегратора. (Для определенности считаем, что входное напряжение есть и отрицательно. Входной усилитель в данной схеме играет роль повторителя напряжения. Он необходим для исключения влияния АЦП на измеряемую цепь и в процессе АЦ преобразования самостоятельной роли не играет) Обозначив время 1го такта работа АЦП
, можно получить напряжение на выходе интегратора в конце этого такта [методичка стр.21]. (По моему, здесь в методичке опечатка . Должно быть так.)
За это время счетчик отсчитает
тактовых импульсов, поступающих со схемы управления с частотой . Это число можно определить по формуле [методичка стр.21]:В 3м такте происходит заряд конденсатора интегратора для коррекции нулевого уровня. Это необходимо потому, что все аналоговые устройства имеют смещение нуля. (Т.е. в нашем случае сравнивают входной сигнал не с нулем, а с не значительным, но отличным от нуля уровнем. Для повышения точности измерений это нужно компенсировать). 3й такт начинается тем, что отключается ключ S2 и включаются ключи S4 и S5 . При этом вход интегратора зануляется. Сигнал с компаратора через цепочку R2 , С2 подается непосредственно на конденсатор интегратора С1 . В этом случае на С1 накопится заряд, (при отсутствии смещения это был бы нулевой заряд) определяемый смещением нуля аналоговых схем. Он и будет корректировать смещение нуля при следующем цикле измерений, который после этого начнется.
Основные параметры микросхемы К572ПВ2 [1 стр.362 табл. 6.16], [2 стр.231..233].
Типовое включение микросхемы К572ПВ2, рекомендованное изготовителем, приведено на рис.2 [2 стр.244 рис.4.7], [6 стр.144]. Отличие рисунков, приведенных в указанных источниках состоит в том, что в [6 стр.144] не указан способ подачи опорного напряжения. В [2 стр.244 рис.4.7] и на рис.2 для формирования опорного напряжения применен стабилизатор тока на полевом транзисторе типа К103Ж1 [4 стр.188], но может быть применен транзистор и другого типа. Эта схема описана в [3 стр.62,63 рис.5.11]. Работа транзистора в данной схеме основана на том, что на потенциометре 4.7к образуется падение напряжения, которое приложено к затвору и «подзапирает» транзистор. Если по какой-то причине ток возрастет, возрастет и запирающее напряжение. Транзистор запрется сильнее и ток уменьшится. Если же ток уменьшится, уменьшится и запирающее напряжение. Транзистор слегка отопрется и ток возрастет. Стабилизированный таким образом ток протекает через резистор 470 Ом. Падение напряжения на этом резисторе и является опорным напряжением, приложенным к входу 13 микросхемы К572ПВ2. Потенциометр 4.7к позволяет точно отрегулировать ток и получить на резисторе 470 Ом требуемое опорное напряжение. Номиналы и допуска резисторов и конденсаторов, отмеченных на рис.2 буквами с номерами, приведены в табл.1 [2 стр.243].
Табл.1.
Назначение и номера некоторых выводов приведены в табл.2 [2 стр.230].
Табл.2.
Рекомендуется применять конденсаторы типов К71-5 или К72-9, К73-16, К73-17 [2 стр.240]. Допуск на резистор и потенциометр, номиналы которых приведены на схеме, может быть ±20%, т.к. он компенсируется регулировкой. Однако, они должны иметь хорошую временную и температурную стабильность. Указанные в табл.1 номиналы R3 и С5 обеспечивают тактовую частоту внутреннего генератора 50 кГц.
Для индикации результатов измерения рекомендовано использовать 7 сегментные индикаторы типа АЛС342Б (3 мл. разряда) АЛС324В (1/2 4го разряда) [5 стр.165]. Цоколевка и расположение сегментов индикаторов приведена на рис.3.
Литература
1.Аналоговые и цифровые интегральные схемы. Под ред. Якубовского С.В. М. 1985.
2.Федорков Б.Г. Телец В.А. Микросхемы ЦАП и АЦП: функционирование, параметры, применение. М 1990.
3.Титце У. Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. М. 1982.
mirznanii.com
МИКРОСХЕМА КР572ПВ5
Ядром описываемых в этом разделе цифровых измерительных приборов являются микросхема аналого-цифрового преобразователя (АЦП) КР572ПВ5 и жидкокристаллический индикатор ИЖЦ5-4/8. Для того, чтобы хорошо понимать работу этих приборов, необходимо знать, как работает микросхема АЦП.
Микросхема КР572ПВ5 [1] изготовляется по технологии КМОП. Она содержит (рис. 1) электронные ключи А1 — All, буферный операционный усилитель DA1, работающий в режиме повторителя, операционный усилитель DA2 — интегратор, компаратор DA3 и цифровую часть, состоящую из тактового генератора G, логического устройства DD1, счетчика СТ, регистра памяти RG и выходного дешифратора DC. Ключи А1 — All включаются в определенной последовательности логическим устройством DD1, работающим совместно со счетчиком СТ.
Типовая схема включения микросхемы, ее соединение с индикатором ИЖЦ5-4/8 и микросхемой «Исключающее ИЛИ», необходи-
мой для управления десятичными запятыми индикатора, приведены на рис. 2.
Устройство работает по принципу двойного интегрирования, широко применяемому в цифровых измерительных приборах. Идея метода двойного интегрирования состоит в том, что вначале интегрирующий конденсатор заряжают строго определенное время током, пропорциональным измеряемому напряжению, затем разряжают строго определенным током до нуля. Время, в течение которого происходит разряд конденсатора, получается пропорциональным измеряемому напряжению. Это время измеряется при помощи счетчика, выходные сигналы которого подаются на индикатор.
Рассмотрим работу микросхемы более подробно. На выводы 30 и 31 микросхемы (рис. 1) подается измеряемое напряжение Uвx, на выводы 36 и 35 — образцовое Uo6p.
Цикл измерения (рис. 3) состоит из трех фаз: интегрирования сигнала (ИНТ), разряда интегрирующего конденсатора (РИ) и автоматической коррекции нуля (АК). Каждой фазе соответствует определенная коммутация элементов микросхемы, выполняемая
при помощи ключей на МОП-транзисторах А1 — All. На рис. 1 надписи у ключей обозначают фазу, в течение которой ключ замкнут.
Длительность фазы пропорциональна периоду тактовой частоты и точно задается счетчиком СТ.
В течение фазы ИНТ, длящейся 4000 периодов Т тактовой частоты, входной сигнал через ключи А1, А2 и буферный усилитель DA1 подается на вход интегратора DA2. Это вызывает на конденсаторе Синт накопление заряда, пропорционального по величине и соответствующего по знаку приложенному входному напряжению. Напряжение на выходе интегратора DA2 изменяется с постоянной скоростью, пропорциональной входному сигналу. Предположим, что к моменту начала фазы ИНТ заряды на конденсаторах Синт и Сак, и напряжения смещения нуля DA1 — DA3 равны нулю. Так как входной ток интегратора DA2 мал, изменение заряда на конденсаторе Сак не происходит, и он фактически не оказывает влияния на процесс интегрирования. Конденсатор Собр заряжен от источника образцового напряжения до величины Uo6p. В конце фазы ИНТ с помощью компаратора DA3 определяется знак входного напряжения по знаку напряжения на выходе интегратора DA2. Чувствительность компаратора DA3 такова, что обеспечивает правильное определение полярности входного сигнала, даже если сигнал составляет долю единицы отсчета.
При работе микросхемы в фазе РИ входной сигнал на интегратор DA2 не подается, к интегратору DA2 через ключи А7, А8 или А6, А9 подключается конденсатор Собр, заряженный до образцового напряжения и ориентированный по полярности таким образом, чтобы происходил разряд Синт- Разряд длится до тех пор, пока конденсатор Синт не разрядится полностью, т.е. напряжение на выходе DA2 не станет равным нулю. В этот момент подключенный параллельно конденсатору Синт компаратор DA3 срабатывает и прекращает фазу РИ. Заряд конденсаторов Собр и Сак практически не изменяется. Время разряда конденсатора Синт, выраженное числом периодов тактовых импульсов, и есть результат измерения, записанный в счетчике СТ. Состояние счетчика переписывается в регистр RG, а
затем преобразуется в сигналы семисегментного кода, которые поступают на индикатор.
При знаке напряжения на входах Uвx, противоположном указанному на рис. 1 и 2, сегмент G1 индицирует знак «минус». При перегрузке на индикаторе остается лишь цифра 1 в старшем разряде и знак «минус» (для отрицательного напряжения).
Фаза АК начинается с прекращения работы счетчика, когда логическое устройство DD1 включает ключи A3, А4 и All. Образовавшаяся при этом следящая система обеспечивает заряд конденсаторов Снят и Сан до напряжения, компенсирующего смещение нуля DA1 — DA3. Оно остается неизменным в течение последующих фаз ИНТ и РИ. В результате приведенная ко входу погрешность из-за смещения нуля и его температурного дрейфа не превышает 10 мкВ.
В состав микросхемы входит тактовый генератор. Частота следования era импульсов определяется внешними элементами Rг и Сг. Для подавления сетевых помех с частотами, кратными 50 Гц, частота повторения импульсов должна быть выбрана такой, чтобы во время интегрирования, равное 4000 периодам тактового генератора Т, укладывалось целое число К периодов сетевого напряжения, равных 20 мс.
Таким образом, 4000Т = 20К мс, где К = 1, 2, 3 и т.д. Отсюда, fг=l/T=200/K кГц, т.е. 200, 100, 67, 50, 40 кГц, меньшие частоты обычно не используют. Номиналы частотозадающих цепей тактового генератора рассчитываются по формуле Cг=0,45/(fгRг). Для повышения стабильности частоты между выводами 39 и 40 может быть включен кварцевый резонатор (при этом элементы R.г и Сг не подключают). При работе микросхемы от внешнего генератора тактовые импульсы подают на вывод 40, выводы 38 и 39 при этом оставляют свободными.
Диапазон входных напряжений микросхемы зависит от образцового напряжения Uo6p и определяется соотношением Uвхмакс =±1,999 Uo6p. Текущие показания индикаторов должны выражаться числом, равным 1000Uвх/Uобр, однако на практике они ниже на 0,1…0,2%.
Период измерений при частоте тактовых импульсов 50 кГц составляет 320 мс, т.е. производится 3 измерения в секунду.
Максимальный ток, потребляемый микросхемой от источника питания, не превышает 1,8 мА, погрешность преобразования не превышает 1 единицы младшего разряда. Указанные параметры гарантируются при температуре 25±5°С и питающем напряжении 9 В с нестабильностью ±1% (допуск на напряжение питания составляет 7…10 В). Входное сопротивление определяется лишь утечками и существенно превышает 100 МОм.
Микросхема КР572ПВ5 имеет встроенный источник опорного напряжения. Оно составляет 2,9±0,5 В, источник подключен плюсом к выводу 1 — плюсу источника питания микросхемы. Минусовой вывод источника опорного напряжения соединен с выводом аналогового общего провода (вывод 32) и обозначен на рис. 2 как -3 В. Нагрузочная способность этого источника резко несимметрична -при нагрузке, включаемой между плюсом питания (вывод 1) и выходом источника (вывод 32) ее ток может составлять несколько миллиампер. Если же нагрузка подключена между минусом питания (вывод 26) и выводом 32, ток нагрузки не может превышать 10 мкА. Это свойство источника позволяет использовать двуполярное пита
ние, при котором общий провод двух источников ±(3,5…5). В подключен к выводу 32 микросхемы (рис. 4).
Изменение выходного напряжения этого источника при колебаниях напряжения питания микросхемы в пределах 7,5…10 В менее 0,05%, температурный коэффициент напряжения положителен и не превышает 0,01 %/°С. Это обеспечивает очень хорошую точность му-
льтиметра на основе микросхемы КР572ПВ5 при работе в лабораторных условиях (при колебаниях температуры воздуха в пределах 15…25°С) и вполне приемлемую для многих измерений в более широком температурном диапазоне.
В то же время выходное сопротивление источника довольно велико — при токе нагрузки 1 мА напряжение на его выходе падает примерно на 5%, при 3 мА — на 12%. Поэтому указанная выше стабильность опорного напряжения реализуется лишь при постоянной нагрузке.
Для управления жидкокристаллическим индикатором микросхема имеет встроенный источник напряжения, по абсолютной величине несколько меньшей 5 В. Также, как и источник опорного напряжения, он подключен плюсом к выводу 1, минусовой выход источника (вывод 37) обозначен на рис. 2 как -5 В. Источник имеет заметную нестабильность — порядка 0,05 В при изменении напряжения питания в тех же пределах. Нагрузочная способность его также невелика — при токе нагрузки 1 мА выходное напряжение уменьшается на 0,8 В, поэтому использовать его можно только для питания микросхемы, управляющей жидкокристаллическим индикатором.
На выходе Р микросхемы (вывод 21) присутствует переменное напряжение (меандр) с частотой, в 800 раз меньше тактовой (62,5 Гц при тактовой частоте 50 кГц). На выходах микросхемы, подключае-
мым к сегментам индикатора, напряжение имеет ту же амплитуду, форму и частоту. Оно синфазно с напряжением на выходе F для невидимых сегментов и противофазно для видимых. Амплитуда этого напряжения (полный размах) соответствует напряжению на выводе 37.
Удобно настраивать тактовый генератор на частоту 40 кГц. В этом случае частота на выходе F микросхемы составляет 50 Гц и ее контролируют осциллографом, синхронизированным от сети. Изображение импульсов на экране должно быть практически неподвижным.
Для индикации десятичных запятых необходима дополнительная микросхема (DD1 на рис. 2). Она должна повторять фазу меандра для неиндицируемых запятых и инвертировать его для запятой, которую необходимо показать. Поэтому один из входов 1-4, соответствующий индицируемой запятой, следует соединить с цепью 0 В (уровень лог. 1 для такого включения DD1), остальные оставить свободными.
Как уже указывалось, АЦП на основе микросхемы КР572ПВ5 измеряет отношение напряжений на входах Uвx и Uo6p. Поэтому возможны два основных варианта ее применения. Традиционный
вариант — напряжение Uo6p неизменно, Uвх меняется в пределах -2Uo6p…+2Uo6p (или от 0 до 2Uo6p). Изменение напряжения на конденсаторе Синт и на выходе интегратора DA2 (рис. 1) для этого случая показано на рис. 5,а. При втором варианте напряжение, подаваемое на выводы Uвx, остается постоянным, а меняется Uo6p-Этот вариант использован в описываемых далее омметре и измерителе параметров транзисторов и проиллюстрирован на рис. 5,6. Возможен и смешанный вариант,
когда при изменении измеряемой величины меняются и Uвx и Uo6p, что реализовано в измерителе емкости.
Напряжения на входах и выходах ОУ, входящих в состав микросхемы, не должны выходить за пределы линейного участка их работы. Обычно указывают величину ±2 В, понимая под этим диапазон напряжений относительно аналогового общего провода при использовании встроенного источника опорного напряжения. Из рис. 5 видно, что наибольшее напряжение на выходе DA2 опреде
ляется максимальным напряжением на входе Uвx микросхемы. Знак напряжения на выходе интегратора относительно вывода 30 противоположен знаку напряжения на входе 31, а его величина Uинт может быть рассчитана по формуле:
Uинт=4000Uвх/(СинтRинт fтакт) (1)
Если входное напряжение в этой формуле выражено в вольтах, емкость Синт в микрофарадах, сопротивление Rинг в килоомах, тактовая частота fтакт в килогерцах, результат получается в вольтах.
Сразу отметим, что для обеспечения нормального режима разрядки конденсатора Синт напряжение на нем должно быть меньше напряжения между выводами 1 и 32 с запасом 0,2…0,3 В. Поэтому оно не должно быть более 2 В при однополярном питании микросхемы и 3…4 В (в зависимости от напряжений питания) — при двуполярном. При изменении измеряемой прибором величины напряжение на Синт может меняться в широких пределах, но для обеспечения максимальной точности желательно, чтобы для одного из крайних ее значений оно приближалось к максимально возможной величине.
Это и определяет правильный выбор элементов интегратора Синт и Rинт:
СинтRинт=4000Uвх/(Uинт fтакт) (2)
где размерности те же, что и в (1).
Рекомендуемые значения сопротивления Rинт — 47…470 кОм, причем для максимального напряжения Uвx нужно выбирать Rинт ближе к верхнему пределу, для минимального — к нижнему. Емкость конденсатора Синт является подчиненной и имеет обычно величину 0,1…0,22 мкФ.
Для повышения точности рекомендуется подключать один из выводов источников измеряемого и опорного напряжения к выводу аналогового общего провода 32. В практике в ряде случаев представляет интерес дифференциальное подключение входов к соответствующим источникам. Подавление синфазного напряжения на входах микросхемы по паспортным данным составляет 100 дБ, но нигде не указана допустимая величина синфазного напряжения, при котором АЦП сохраняет точность.
Для определения допустимого диапазона синфазных напряжений автором был проведен эксперимент. Напряжение Uo6p было выбрано равным 100 мВ, напряжение Uвx составляло 195 мВ, тактовая частота — 50 кГц, Синт — 0,22 мкФ, Rинт — 47 кОм. Для такого сочетания параметров напряжение Uинт на выходе интегратора DA2 и на
конденсаторе Синт к концу фазы ИНТ, рассчитанное по приведенной выше формуле, составляет 1,55 В.
Эксперимент дал интересные результаты. Напряжения на входах Uo6p (выводы 35 и 36) можно менять в полном диапазоне питающего напряжения, естественно, сохраняя разность между ними, не превышающую рекомендованной величины 2 В и соблюдая указанную на рис. 2 полярность. Это легко объяснимо — примененные в микросхеме ключи на транзисторах КМОП работают в полном диапазоне напряжения питания, а только ключи А5 и А 10 участвуют в зарядке конденсатора Собр от источника Uo6p.
Сложнее дело обстоит с напряжениями на выводах Uвx. Если напряжение на этих выводах имеет полярность, совпадающую с указанной на рис. 1 и 2, напряжение на выводе 31 должно отличаться от напряжения на выводе 1 (0 В) не менее, чем на 0,6 В. Эта величина определяется диапазоном линейной работы ОУ DA1 как повторителя При такой полярности Uвx в конце фазы ИНТ напряжение на выходе интегратора DA2 становится на Uинт ниже, чем на выводе 30, что схематически проиллюстрировано на рис б,а.
При приближении напряжений на выводах Uвx к напряжению на выводе 26 (-Uпит) начинает сказываться ограничение по диапазону линейной работы ОУ DA2 по выходу (рис. 6,а). Для операционных усилителей на транзисторах КМОП он близок к полному напряжению питания, поэтому напряжение на входе 30 должно превышать напряжение на выводе 26 на Uинт с небольшим запасом (порядка 0,2 В).
При полярности Uвх, противоположной показанной на рис. 1 и 2, напряжение на выходе интегратора на Uинт выше, чем на выводе 30 (рис. 6,6), поэтому именно оно определяет допустимую величину напряжения на выводе 30 при его приближении к напряжению на выводе 1. Экспериментально определено, что запас должен составлять также не менее 0,2 В, поэтому для Uинт=1,55 В разность напряжений на выводах 30 и 1 должна быть не менее 1,75 В.
При приближении напряжений на выводах Uвx к напряжению на выводе 26 и указанной выше полярности Uвx вновь основную роль начинает играть допустимый диапазон линейной работы ОУ DA1 как повторителя (рис 6,6). Минимально допустимая разность напряжений между выводами 31 и 26 составляет около 1 В
Из полученных результатов можно сделать вывод, что для измерения напряжения, синфазная составляющая которого максимально близка к напряжению на выводе 1, следует подключить его в соответствии с указанной на рис. 1 и 2 полярностью, если синфазная составляющая близка к напряжению на выводе 26, знак Uвx должен быть противоположным.
Если знак измеряемого напряжения может меняться, для получения максимального диапазона допустимых синфазных напряжений можно уменьшить напряжение на выходе интегратора, например до 0,5 В за счет увеличения Синт или Rинт в соответствии с формулой (2).
Для уменьшения влияния паразитных емкостей монтажа на точность измерений, особенно при больших синфазных напряжениях, рекомендуется место расположения Синт, Rинт и Сак на печатной плате окружать проводником, соединенным с выводом 27 микросхемы При использовании двусторонней печатной платы под этими элементами желательно оставлять площадку, также соединяемую с выводом 27
О емкости конденсаторов Собр и Сак. В различной литературе рекомендованы их следующие значения: для максимального входного напряжения 200 мВ Собр=1 мкф, Сах=0,47 мкф, для Uвx=2 В Собр = 0,1 мкф, Сак =0,047 мкф. Если в процессе работы образцовое напряжение Uo6p, подаваемое на выводы 35 и 36 микросхемы, не меняется, емкость Собр может быть увеличена в несколько раз относительно указанных величин. Если же напряжение на этих входах может меняться, указанные величины емкостей заметно увеличивать нежелательно, поскольку это увеличит время установления показаний. Уменьшать емкость Собр также не рекомендуется, это приведет к снижению точности работы АЦП.
Емкость конденсатора Свх существенно влияет на время установления показаний после перегрузки. Поэтому во всех описываемых далее приборах (кроме термометра, где перегрузка практически невозможна) желательно придерживаться рекомендованных выше значений емкостей Сак.
О типах используемых конденсаторов. Для Синт обязательно использование конденсаторов с диэлектриком, обладающим малой абсорбцией — это конденсаторы, обозначение которых начинается с К70, например, К71-5, К72-9, К73-16, К73-17.
Для уменьшения времени установления показаний в тех случаях, когда на конденсаторах Собр и Сак напряжение может изменяться, для них желательно использовать конденсаторы с хорошим диэлектриком. Если же напряжение на них не меняется, допустимо использование керамических конденсаторов, например КМ-6.
Поскольку принцип двойного интегрирования нечувствителен к изменению частоты работы или скорости интегрирования (в разумных пределах), к стабильности Rинт и частотозадающих элементов генератора микросхемы особых требований не предъявляется
Естественно, что резисторы делителя, определяющие напряжение Uo6p; должны быть стабильными
Подключение цепочки R4C2 (рис. 2) обеспечивает защиту от статического электричества входа + Uвx при условии, что вход -Uвх подключен к общему проводу. Если же используется дифференциальная подача входного сигнала, следует защитить оба входа такими цепочками (см рис 9) Более того, если входы +Uo6p или -Uo6p в процессе работы подключаются к внешним по отношению к прибору элементам, необходимо защищать и эти входы аналогичными цепочками. Сопротивления резисторов цепочек можно при этом уменьшить до 33.. 51 кОм, поскольку при большей их величине увеличивается время установления показаний.
Различные варианты использования микросхемы КР572ПВ5 нашли свое применение в описываемых в этом разделе цифровых измерительных приборах.
lib.qrz.ru