8-900-374-94-44
Изучим принципиальную схему двухтактного полумостового преобразователя, носящего международное называние «half bridge» (рис. 1).
Рис.1. Двухтактный полумостовой преобразователь
Пока на затворы транзисторов не поступило напряжение, они закрыты. Напряжение в средней точке емкостного делителя, выполненного на конденсаторах С1 и С2 одинаковой емкости, составляет половину от постоянного напряжения, питающего преобразователь.
Подадим от задающего генератора на затвор транзистора VT2 отпирающее напряжение. По цепи +Uвх, конденсатор С1, обмотка трансформатора TV1, транзистор VT2, -Uвх потечет ток. На вторичной обмотке трансформатора TV1 возникнет напряжение, которое будет выпрямлено диодной сборкой VD1 и сглажено конденсатором С3. Транзистор VT1 все это время был закрыт.
Подадим запирающее напряжение на затвор транзистора VT2 и опирающее напряжение на затвор транзистора VT1. Ток потечет по цепи +U
Как видим, ток через нагрузку протекает в течение обоих тактов. Частота пульсации выходного напряжения в два раза выше частоты преобразования, что позволяет использовать конденсатор С3 сглаживающего фильтра с небольшой номинальной емкостью. Частная петля гистерезиса магнитопровода трансформатора полумостового преобразователя близка к предельной петле гистерезиса.
Пока нагрузка не соединена с ИИП, к каждому конденсатору емкостного делителя напряжения приложена половина от постоянного напряжения, питающего преобразователя. Если емкость конденсаторов делителя напряжения будет недостаточно велика, то при максимальной нагрузке в течение каждого полупериода конденсаторы будут существенно разряжаться, и напряжение на них превысит половину напряжения питания преобразователя.
Напряжение, приложенное к первичной обмотке импульсного трансформатора полумостового преобразователя, можно вычислить по формуле:
Где Uп – постоянное напряжение, питающее преобразователь;
Uнас – напряжение насыщения одного ключевого транзистора.
Емкость каждого конденсатора делителя напряжения можно вычислить по следующей формуле:
Где С – емкость конденсатора, Ф;
Iперв.макс – амплитуда полного тока через первичную обмотку трансформатора;
F — частота преобразования, Гц;
ΔUс – изменение напряжения на конденсаторе за длительность времени прохождения через него импульса полного тока Iперв.макс.
Величина приложенной к конденсатору переменной составляющей напряжения не должна превышать максимально допустимую справочную величину для компонента данной марки и типа. Важно помнить, что номинальная емкость многих конденсаторов на высокой частоте и при низкой температуре окружающей среды существенно уменьшается.
Полумостовые преобразователи нашли широкое применение при выходной мощности от нескольких ватт до нескольких киловатт.
Достоинство полумостового преобразователя заключается в низком обратном напряжении, приложенном к каждому ключевому транзистору в состоянии отсечки, примерно равном постоянному напряжению питания преобразователя.
Это позволяет использовать полумостовые преобразователи при высоком питающем напряжении. Полумостовые преобразователи могут быть включены без нагрузки, и при этом не будет опасного повреждения компонентов. Частота пульсации равна удвоенной частоте преобразования.
Если емкости конденсаторов делителя напряжения строго одинаковы, ключевые транзисторы идентичны друг другу, и петля гистерезиса материала магнтопровода не содержит дефектов, то можно полагать, что подмагничивание сердечника импульсного трансформатора отсутствует. Такая картина возможна только в идеале. Так, например, в реальном полумостовом преобразователе емкости конденсаторов в делителе напряжения всегда отличны друг от друга и, следовательно, несимметрично перемагничивание трансформатора. Однако степень несимметрии обычно много меньше, чем в магнитопроводах трансформаторов однотактных преобразователей. Одним из простейших способов уменьшения подмагничиванмя сердечника полумостового преобразователя является включение неполярного конденсатора между импульсным трансформатором и средней точкой емкостного делителя напряжения.
К недостаткам относят наличие двух конденсаторов в делителе напряжения, разрушение компонентов ИИП при перегрузке по току в нагрузке при отсутствии системы защиты, меньший КПД, чем достижимый в мостовом преобразователе.
Источник: Источники питания. Москатов Е.А.
meandr.org
Однофазная полумостовая схема инвертора напряжения применяется в источниках питания с промежуточным звеном повышенной частоты, а также может служить элементарной ячейкой трехфазного АИН. В схеме инвертора, показанной на рис. 1.3, одна вертикаль однофазного моста заменена двумя плечами емкостного делителя напряжения, создающего искусственную нулевую точку в источнике питающего напряжения. Как и в предыдущем случае, будем полагать элементы схемы идеальными.
Рассмотрим работу схемы инвертора при симметричном управлении, то есть при условии, что транзисторы VT1, и VT2 находятся во включенном состоянии 180 градусов по частоте выходного напряжения, но включаются со сдвигом по фазе на 180 градусов. Временные развертки электромагнитных процессов в схеме показаны на рис. 1.4. При включении транзистора VT2 точка схемы подключается к положительному зажиму источника питания, а точка остается подключенной к искусственной нулевой точке источника питания. При этом к нагрузке прикладывается напряжение равное , а в нагрузке нарастает ток в направлении, указанном на схеме. Так же, как и в мостовой схеме, эдс самоиндукции в этом случае препятствует увеличению тока в контуре. В момент транзистор VT2 выключаются и контур тока нагрузки размыкается. Однако, благодаря энергии, запасенной в индуктивности нагрузки, ток нагрузки поддерживается за счет эдс самоиндукции, при этом знак этой эдс меняется на обратную, что приводит к включению диода VD1. Таким образом, точка схемы подключается к отрицательному зажиму источника питания, полярность напряжения на нагрузке меняется на обратную, и энергия, запасенная в индуктивности нагрузки, сбрасывается в нижнюю половину источника питания. Для нормальной работы схемы необходимо, чтобы к моменту спада тока нагрузки до нуля, транзистор VT1 был включен, что обеспечивает повторение всех процессов с другой полярностью тока. Таким образом, особенностью полумостового варианта схемы является то, что накопление энергии в индуктивности
нагрузки происходит от одной половины источника питания (например, от ), а ее сброс осуществляется в другую половину (соответственно, в ).
На рис. 1.4 (а) обозначены интервалы проводимости силовых полупроводниковых приборов:
— — интервал проводимости диода VD2;
— — интервал проводимости транзистора VT2;
— — интервал проводимости диода VD1;
— — интервал проводимости транзистора VT1.
Как вытекает из принципа действия схемы, амплитуда выходного напряжения инвертора в этом случае в два раза меньше, чем в однофазном мостовом варианте:
(1.17)
И, соответственно, действующее значение первой гармоники выходного напряжения равно:
(1.18)
Однако, амплитуда напряжения на силовом транзисторе (и, соответственно, на обратном диоде) остается такой же, как и в мостовой схеме:
(1.19)
Анализ кривых токов силовых полупроводниковых приборов показывает, что средние значения коллекторных и анодных токов в полумостовой схеме совпадают с соответствующими значениями токов в однофазной мостовой схеме. При этом следует иметь в виду, что среднее значение тока, отбираемое от одной половины источника питания в этом случае в два раза меньше, чем в однофазной мостовой схеме АИН.
Таким образом, в полумостовой схеме, по сравнению с мостовой схемой, уменьшается в два раза напряжение на нагрузке и, соответственно, уменьшается в два раза среднее значение тока, отбираемого от источника питания.
Следует отметить, что относительная установленная мощность силовых полупроводниковых приборов и в той, и в другой схеме одинаковы, так как сокращение в два раза количества транзисторов и диодов в полумостовой схеме, по сравнению с мостовым вариантом, приводит к соответствующему уменьшению мощности нагрузки из за уменьшения выходного напряжения. Полумостовая схема удобна для источников питания с промежуточным звеном повышенной частоты и бестрансформаторным входом. Поскольку выходное напряжение источников питания, как правило, невелико, а напряжение в звене постоянного тока, формируемое неуправляемым выпрямителем, составляет величины порядка сотен вольт, то согласование этого напряжения с выходным обеспечивается за счет соответствующего коэффициента трансформации высокочастотного трансформатора. С ростом частоты уменьшается число витков первичной обмотки, и требуемое число витков вторичной обмотки этого трансформатора может оказаться меньше единицы. В этом случае, использование полумостового варианта схемы инвертора, позволяющее уменьшить в два раза напряжение первичной обмотки трансформатора, может быть хорошим способом решения проблемы.
Поскольку кривая входного тока источника питания, показанная на рис. 1.4(д), содержит интервалы с нулевым током, длительность которых равна полупериоду выходного напряжения, то частота первой гармоники пульсаций входного тока полумостового инвертора равна частоте выходного напряжения. В этом случае, полагая, что кривая тока нагрузки синусоидальна и описывается уравнением (1.11), для вычисления косинусного коэффициента ряда используем следующее соотношение:
(1.20)
Соответственно, для синусного коэффициента будем иметь:
(1.21)
Таким образом, амплитуда -ой гармоники пульсаций входного тока равна:
(1.22)
Как видно из полученного уравнения, в спектре входного тока присутствуют лишь четные гармоники, так при нечетных
(1.23)
И, соответственно, синусный коэффициент:
(1.24)
Таким образом, амплитуда первой гармоники пульсаций входного тока:
(1.25)
Как следует из полученного соотношения, амплитуда первой гармоники пульсаций входного тока в полумостовой схеме инвертора не зависит от фазового сдвига тока нагрузки, а определяется только амплитудой тока нагрузки. Для практических расчетов удобнее использовать не амплитуду тока нагрузки, а действующее значение этого тока. Тогда соотношение (1.25) можно переписать в следующем виде:
(1.26)
Сравнение соотношений (1.16) и (1.26) позволяет сделать вывод, что в худшем случае (при ) амплитуда первой гармоники пульсаций входного тока в мостовой схеме почти в два раза больше, чем в полумостовой. Однако, поскольку частота первой гармоники пульсаций входного тока в полумостовой схеме в два раза ниже, чем в мостовой, требуемые величины емкости фильтра и в том, и в другом случае практически одинаковы, но в полумостовой схеме таких конденсаторов надо два. Таким образом, с точки зрения установленной мощности входного фильтра, полумостовой вариант схемы инвертора менее экономичен.
В то же время, следует отметить, что искусственная нулевая точка, создаваемая за счет разделения емкости входного фильтра в полумостовом варианте схемы, позволяет решить проблему постоянного подмагничивания выходного трансформатора, которая почти всегда возникает в транзисторных АИН из-за разброса длительностей положительной и отрицательной полуволн выходного напряжения. Причинами такого разброса могут быть как неточности системы управления, так и разброс параметров силовых транзисторов. В частности, это характерно для биполярных транзисторов, в которых из-за разной степени насыщения приборов наблюдается ощутимая разница между временами рассасывания. В высокочастотных АИН это вызывает появление постоянной составляющей в выходном напряжении, которая, в свою очередь, создает постоянную составляющую в токе первичной обмотки трансформатора, что приводит к насыщению сердечника трансформатора и полному отказу преобразователя.
В полумостовой схеме с разделенным фильтровым конденсатором постоянная составляющая в выходном напряжении возникать не может, так как несимметрия длительности полуволн компенсируется изменением напряжения на фильтровых конденсаторах, т.е. изменением потенциала искусственной нулевой точки. В мостовой схеме инвертора, для предотвращения появления постоянной составляющей в первичной обмотке трансформатора, можно включить специальную, разделительную емкость.
literaturki.net
На рис. 1.5 изображена схема двухтактного полумостового преобразователя. При сравнении можно заметить, что двухтактный полумостовой преобразователь похож на мостовой (ДМП). Отличие заключается в том, что транзисторы одной из стоек мостового преобразователя заменены емкостным делителем напряжения C1, С2. В результате в полумостовом преобразователе, по сравнению с мостовым, используется в два раза меньше транзисторов.
Примечание.
При необходимости, емкостный делитель напряжение С1, С2 можно заменить на двухполярный источник питания U1, U2 или просто на конденсатор С.
Этот преобразователь обладает всеми достоинствами и недостатками мостового преобразователя. Однако не может обеспечить некоторые режимы работы, возможные для мостового преобразователя. Например, фазосдвигающий режим.
Ключевые транзисторы VT1 и VT2 поочередно открываются при помощи управляющих сигналов Uyl и Uy2. При этом энергия в нагрузку передается в течении всего периода работы преобразователя, а индукция в сердечнике трансформатора может меняться от -Вm до +Вm.
Как и в ДМП, диоды VD1 и VD2 служат для возврата энергии, накопленной в индуктивности рассеяния Ls трансформатора Т, в первичный источник питания Uп. В качестве этих диодов могут быть использованы внутренние диоды MOSFET.
Рис. 1.5. Двухтактный полумостовой преобразователь (ДПМП)
Рассмотрим подробнее процессы, происходящие в момент перемагничивания сердечника трансформатора.
Общей особенностью всех двухтактных преобразователей является то, что их трансформаторы работают в условиях с симметричным перемагничиванием. Магнитная индукция В, в сердечнике трансформатора с симметричным перемагничиванием, может изменяется в пределах от отрицательно -Вm до положительной +Вm максимальной индукции.
В каждом полупериоде работы ДПМП открыт только один ключ. В паузе оба транзистора преобразователя закрыты. Когда транзистор VT1 преобразователя открыт, происходит зарядка конденсатора С2 и разрядка конденсатора С1 через первичную обмотку трансформатора Т.
При этом к первичной обмотке трансформатора прикладывается примерно половина напряжения питания Uп. На этом этапе сердечник трансформатора намагничивается в условном обратном направлении (участок b-а на рис. 1.5).
В паузе, когда транзисторы закрыты, ток в нагрузке поддерживается за счет энергии запасенной в дросселе L. При этом ток замыкается через диод VD5. В этот момент одна из вторичных обмоток (IIа или IIб) трансформатора Т замкнута накоротко через открытый диод VD5 и один из выпрямительных диодов (VD3 или VD4).
Примечание.
В результате этого индукция в сердечнике трансформатора практически не меняется.
После завершения паузы открывается транзистор VT2 преобразователя и происходит зарядка конденсатора С1 и разрядка конденсатора С2 через первичную обмотку трансформатора Т. При этом к первичной обмотке трансформатора прикладывается примерно половина напряжения Uп.
На этом этапе сердечник трансформатора намагничивается в условном прямом направлении (участок а-b на рис. 1.5). В паузе, когда транзисторы закрыты, ток в нагрузке поддерживается за счет энергии запасенной в дросселе L. При этом ток замыкается через диод VD5. В этот момент индукция в сердечнике трансформатора практически не меняется и фиксируется на достигнутом положительном уровне.
Так же как и в ДМП, сердечник трансформатора ДПМП способен перемагничиваться только в моменты открытого состояния транзисторов. Чтобы в этих условиях избежать одностороннего насыщения необходимо обеспечить равное время открытого состояния транзисторов, а также симметричность силовой схемы преобразователя.
Примечание.
Особенностью ДПМП является то, что, по сравнению с ДМП, транзисторы в нем коммутируют удвоенные токи нагрузки.
studfiles.net
Однофазная полумостовая схема инвертора напряжения применяется в источниках питания с промежуточным звеном повышенной частоты, а также может служить элементарной ячейкой трехфазного АИН. В схеме инвертора, показанной на рис. 1.3, одна вертикаль однофазного моста заменена двумя плечами емкостного делителя напряжения, создающего искусственную нулевую точку в источнике питающего напряжения. Как и в предыдущем случае, будем полагать элементы схемы идеальными.
Рассмотрим работу схемы инвертора при симметричном управлении, то есть при условии, что транзисторы VT1, и VT2 находятся во включенном состоянии 180 градусов по частоте выходного напряжения, но включаются со сдвигом по фазе на 180 градусов. Временные развертки электромагнитных процессов в схеме показаны на рис. 1.4. При включении транзистора VT2 точка схемы подключается к положительному зажиму источника питания, а точка остается подключенной к искусственной нулевой точке источника питания. При этом к нагрузке прикладывается напряжение равное , а в нагрузке нарастает ток в направлении, указанном на схеме. Так же, как и в мостовой схеме, эдс самоиндукции в этом случае препятствует увеличению тока в контуре. В момент транзистор VT2 выключаются и контур тока нагрузки размыкается. Однако, благодаря энергии, запасенной в индуктивности нагрузки, ток нагрузки поддерживается за счет эдс самоиндукции, при этом знак этой эдс меняется на обратную, что приводит к включению диода VD1. Таким образом, точка схемы подключается к отрицательному зажиму источника питания, полярность напряжения на нагрузке меняется на обратную, и энергия, запасенная в индуктивности нагрузки, сбрасывается в нижнюю половину источника питания. Для нормальной работы схемы необходимо, чтобы к моменту спада тока нагрузки до нуля, транзистор VT1 был включен, что обеспечивает повторение всех процессов с другой полярностью тока. Таким образом, особенностью полумостового варианта схемы является то, что накопление энергии в индуктивности
нагрузки происходит от одной половины источника питания (например, от ), а ее сброс осуществляется в другую половину (соответственно, в ).
На рис. 1.4 (а) обозначены интервалы проводимости силовых полупроводниковых приборов:
— — интервал проводимости диода VD2;
— — интервал проводимости транзистора VT2;
— — интервал проводимости диода VD1;
— — интервал проводимости транзистора VT1.
Как вытекает из принципа действия схемы, амплитуда выходного напряжения инвертора в этом случае в два раза меньше, чем в однофазном мостовом варианте:
(1.17)
И, соответственно, действующее значение первой гармоники выходного напряжения равно:
(1.18)
Однако, амплитуда напряжения на силовом транзисторе (и, соответственно, на обратном диоде) остается такой же, как и в мостовой схеме:
(1.19)
Анализ кривых токов силовых полупроводниковых приборов показывает, что средние значения коллекторных и анодных токов в полумостовой схеме совпадают с соответствующими значениями токов в однофазной мостовой схеме. При этом следует иметь в виду, что среднее значение тока, отбираемое от одной половины источника питания в этом случае в два раза меньше, чем в однофазной мостовой схеме АИН.
Таким образом, в полумостовой схеме, по сравнению с мостовой схемой, уменьшается в два раза напряжение на нагрузке и, соответственно, уменьшается в два раза среднее значение тока, отбираемого от источника питания.
Следует отметить, что относительная установленная мощность силовых полупроводниковых приборов и в той, и в другой схеме одинаковы, так как сокращение в два раза количества транзисторов и диодов в полумостовой схеме, по сравнению с мостовым вариантом, приводит к соответствующему уменьшению мощности нагрузки из за уменьшения выходного напряжения. Полумостовая схема удобна для источников питания с промежуточным звеном повышенной частоты и бестрансформаторным входом. Поскольку выходное напряжение источников питания, как правило, невелико, а напряжение в звене постоянного тока, формируемое неуправляемым выпрямителем, составляет величины порядка сотен вольт, то согласование этого напряжения с выходным обеспечивается за счет соответствующего коэффициента трансформации высокочастотного трансформатора. С ростом частоты уменьшается число витков первичной обмотки, и требуемое число витков вторичной обмотки этого трансформатора может оказаться меньше единицы. В этом случае, использование полумостового варианта схемы инвертора, позволяющее уменьшить в два раза напряжение первичной обмотки трансформатора, может быть хорошим способом решения проблемы.
Поскольку кривая входного тока источника питания, показанная на рис. 1.4(д), содержит интервалы с нулевым током, длительность которых равна полупериоду выходного напряжения, то частота первой гармоники пульсаций входного тока полумостового инвертора равна частоте выходного напряжения. В этом случае, полагая, что кривая тока нагрузки синусоидальна и описывается уравнением (1.11), для вычисления косинусного коэффициента ряда используем следующее соотношение:
(1.20)
Соответственно, для синусного коэффициента будем иметь:
(1.21)
Таким образом, амплитуда -ой гармоники пульсаций входного тока равна:
(1.22)
Как видно из полученного уравнения, в спектре входного тока присутствуют лишь четные гармоники, так при нечетных обращается в нуль числитель дроби перед корнем. Кроме того, уравнение (1.22) не дает возможности вычислить первую гармонику пульсаций входного тока, так как при получается неопределенность типа . Вычислить требуемые коэффициенты можно, если в общих уравнениях положить . Тогда, косинусный коэффициент Фурье для первой гармоники будет равен:
(1.23)
И, соответственно, синусный коэффициент:
(1.24)
Таким образом, амплитуда первой гармоники пульсаций входного тока:
(1.25)
Как следует из полученного соотношения, амплитуда первой гармоники пульсаций входного тока в полумостовой схеме инвертора не зависит от фазового сдвига тока нагрузки, а определяется только амплитудой тока нагрузки. Для практических расчетов удобнее использовать не амплитуду тока нагрузки, а действующее значение этого тока. Тогда соотношение (1.25) можно переписать в следующем виде:
(1.26)
Сравнение соотношений (1.16) и (1.26) позволяет сделать вывод, что в худшем случае (при ) амплитуда первой гармоники пульсаций входного тока в мостовой схеме почти в два раза больше, чем в полумостовой. Однако, поскольку частота первой гармоники пульсаций входного тока в полумостовой схеме в два раза ниже, чем в мостовой, требуемые величины емкости фильтра и в том, и в другом случае практически одинаковы, но в полумостовой схеме таких конденсаторов надо два. Таким образом, с точки зрения установленной мощности входного фильтра, полумостовой вариант схемы инвертора менее экономичен.
В то же время, следует отметить, что искусственная нулевая точка, создаваемая за счет разделения емкости входного фильтра в полумостовом варианте схемы, позволяет решить проблему постоянного подмагничивания выходного трансформатора, которая почти всегда возникает в транзисторных АИН из-за разброса длительностей положительной и отрицательной полуволн выходного напряжения. Причинами такого разброса могут быть как неточности системы управления, так и разброс параметров силовых транзисторов. В частности, это характерно для биполярных транзисторов, в которых из-за разной степени насыщения приборов наблюдается ощутимая разница между временами рассасывания. В высокочастотных АИН это вызывает появление постоянной составляющей в выходном напряжении, которая, в свою очередь, создает постоянную составляющую в токе первичной обмотки трансформатора, что приводит к насыщению сердечника трансформатора и полному отказу преобразователя.
В полумостовой схеме с разделенным фильтровым конденсатором постоянная составляющая в выходном напряжении возникать не может, так как несимметрия длительности полуволн компенсируется изменением напряжения на фильтровых конденсаторах, т.е. изменением потенциала искусственной нулевой точки. В мостовой схеме инвертора, для предотвращения появления постоянной составляющей в первичной обмотке трансформатора, можно включить специальную, разделительную емкость.
literaturki.net
Довольно часто для построения сварочного инвертора применяют основные три типа высокочастотных преобразователей, а именно преобразователи включенные по схемам: асимметричный или косой мост, полумост, а также полный мост. При этом резонансные преобразователи являются подвидами схем полумоста и полного моста. По системе управления данные устройства можно поделить на: ШИМ (широтно-импульсной модуляцией), ЧИМ (регулирование частоты), фазовое управления, а также могут существовать комбинации всех трех систем.
Содержание:
Все выше перечисленные преобразователи имеют свои плюсы и минусы. Разберемся с каждым в отдельности.
Блок схема показана ниже:
Это, пожалуй, один из самых простых, но не менее надежных преобразователей семейства двухтактных. «Раскачка» напряжения первичной обмотки трансформатора силового будет равна половине напряжения питания – это недостаток данной схемы. Но если посмотреть с другой стороны, то можно применить трансформатор с меньшим сердечником, не опасаясь при этом захода в зону насыщения, что одновременно является и плюсом. Для сварочных инверторов имеющих мощность порядка 2-3 кВт такой силовой модуль вполне перспективен.
Поскольку силовые транзисторы работают в режиме жесткого переключения, то для их нормальной работы необходимо ставить драйверы. Это связано с тем, что при работе в таком режиме, транзисторам необходим высококачественный управляющий сигнал. Также обязательно наличие безтоковой паузы, чтоб не допустить одновременное открытие транзисторов, результатом чего станет выход последних из строя.
Довольно перспективный вид полумостового преобразователя, его схема показана ниже:
Резонансный полумост будет немного проще, чем полумост с ШИМ. Это обусловлено наличием индуктивности резонансной, которая ограничивает максимальный ток транзисторов, а коммутация транзисторов происходит в нуле тока или напряжения. Ток, протекающий по силовой цепи, будет иметь форму синусоиды, что снимет нагрузку с конденсаторных фильтров. При таком построении схемы необязательно необходимы драйверы, переключение может осуществляться обычным импульсным трансформатором. Качество управляющих импульсов в данной схеме не столь существенно как в предыдущей, но безтоковая пауза все равно должна быть.
В данном случае можно обойтись без токовой защиты, а форма вольт-амперной характеристики ВАХ будет иметь падающий вид, что не требует ее параметрического формирования.
Выходной ток будет ограничиваться только индуктивностью намагничивания трансформатора и соответственно сможет достигать довольно таки значительных величин, в случае, когда возникнет короткое замыкание КЗ. Данное свойство положительно влияет на поджиг и горение дуги, но и его также необходимо учитывать при подборе выходных диодов.
Как правило, выходные параметры регулируются изменением частоты. Но и регулирование фазное тоже дает немного своих плюсов и является более перспективным для сварочных инверторов. Он позволяет обойти такое неприятное явление как совпадение режима короткого замыкания с резонансом, а также увеличивает диапазон регулирования выходных параметров. Применение фазовой регулировки может позволить изменять выходной ток в диапазоне от 0 до Imax.
Это однотактный, прямоходовой преобразователь, блок схема которого приведена ниже:
Данный тип преобразователя довольно популярен как у простых радиолюбителей, так и у производителей сварочных инверторов. Самые первые сварочные инверторы строились именно по таким схемам – асимметричный или «косой» мост. Помехозащищенность, довольно широкий диапазон регулирования выходного тока, надежность и простота – эти все качества до сих пор привлекают производителей до сих пор.
Довольно высокие токи, проходящие через транзисторы, повышенное требование к качеству управляющего импульса, что приводит к необходимости использовать мощные драйвера для управления транзисторами, а высокие требования к выполнению монтажных работ в этих устройствах и наличие больших импульсных токов, которые в свою очередь повышают требования к конденсаторным фильтрам – это существенные недостатки такого типа преобразователя. Также для поддерживания нормальной работы транзисторов необходимо добавление RCD цепочек – снабберов.
Но несмотря на выше перечисленные недостатки и низкий КПД устройства по схеме асимметричный или «косой» мост все еще применяются в сварочных инверторах. В данном случае транзисторы Т1 и Т2 будут работать синфазно, то есть закрываться и открываться одновременно. В данном случае накопление энергии будет происходить не в трансформаторе, а в катушке дросселя Др1. Именно поэтому для того, чтоб получить одинаковую мощность с мостовым преобразователем необходим удвоенный ток через транзисторы, так как рабочий цикл при этом не будет превышать 50%. Более подробно данную систему мы рассмотрим в следующих статьях.
Представляет собой классический двухтактный преобразователь, блок схема которого показана ниже:
Данная схема позволяет получать мощность в 2 раза больше, чем при включении типа полумост и в 2 раза больше чем при включении типа «косой» мост, при этом величины токов и соответственно потери во всех трех случаях будут равны. Это можно объяснить тем, напряжение питания будет равным напряжению «раскачки» первичной обмотки трансформатора силового.
Для того, чтоб получить одинаковые мощности с полумостом (напряжение раскачки 0,5Uпит.) необходим ток в 2 раза! меньше чем для случая полумоста. В схеме полного моста с ШИМ транзисторы будут работать поочередно – Т1, Т3 включены, а Т2, Т4 выключены и соответственно наоборот при изменении полярности. Через трансформатор тока отслеживают и контролируют значения амплитудное тока протекающего через эту диагональ. Для его регулирования есть два наиболее часто применяемые способы:
Оба способа могут позволить проводить изменения выходного тока в довольно больших пределах. У полного моста с ШИМ недостатки и требования такие же, как и у полумоста с ШИМ. (Смотри выше).
Является наиболее перспективной схемой высокочастотного преобразователя для сварочного инвертора, блок схема которого показана ниже:
Резонансный мост не сильно отличается от полного моста с ШИМ. Разница заключается в том, что при резонансном подключении последовательно с обмоткой трансформатора подключают резонансную LC цепочку. Однако ее появление в корне меняет процесс перекачки мощности. Уменьшатся потери, увеличится КПД, снизится нагрузка на входные электролиты и электромагнитные помехи уменьшатся. В данном случае драйверы на силовые транзисторы нужно применять только в случае если будут использованы MOSFET транзисторы, которые имеют емкость затвора более 5000 pF. IGBT могут обойтись лишь наличием импульсного трансформатора. Более подробные описания схем будут приводится в следующих статьях.
Управление выходным током может производится двумя способами – частотным и фазовым. Оба эти способы описывались в резонансном полумосте (смотри выше).
Схема его ничем практически не отличается от схемы резонансного моста или полумоста, только вместо резонансной цепи LC последовательно с трансформатором включают не резонансную LC цепь. Емкость С, примерно С≈22мкф х 63В, работает как симметрирующий конденсатор, а индуктивное сопротивление дросселя L как реактивное сопротивление, величина которого будет линейно изменятся в зависимости от изменения частоты. Преобразователь управляется частотным способом. Как известно нам с электротехники, при увеличении частоты напряжения сопротивление индуктивности возрастет, что уменьшит ток в силовом трансформаторе. Довольно простой и надежный способ. Поэтому довольно большое количество промышленных инверторов строят по такому принципу ограничения выходных параметров.
elenergi.ru
Однофазная полумостовая схема инвертора напряжения применяется в источниках питания с промежуточным звеном повышенной частоты, а также может служить элементарной ячейкой трехфазного АИН. В схеме инвертора, показанной на рис. 1.3, одна вертикаль однофазного моста заменена двумя плечами емкостного делителя напряжения, создающего искусственную нулевую точку в источнике питающего напряжения. Как и в предыдущем случае, будем полагать элементы схемы идеальными.
Рассмотрим работу схемы инвертора при симметричном управлении, то есть при условии, что транзисторы VT1, и VT2 находятся во включенном состоянии 180 градусов по частоте выходного напряжения, но включаются со сдвигом по фазе на 180 градусов. Временные развертки электромагнитных процессов в схеме показаны на рис. 1.4. При включении транзистора VT2 точка схемы подключается к положительному зажиму источника питания, а точка остается подключенной к искусственной нулевой точке источника питания. При этом к нагрузке прикладывается напряжение равное , а в нагрузке нарастает ток в направлении, указанном на схеме. Так же, как и в мостовой схеме, эдс самоиндукции в этом случае препятствует увеличению тока в контуре. В момент транзистор VT2 выключаются и контур тока нагрузки размыкается. Однако, благодаря энергии, запасенной в индуктивности нагрузки, ток нагрузки поддерживается за счет эдс самоиндукции, при этом знак этой эдс меняется на обратную, что приводит к включению диода VD1. Таким образом, точка схемы подключается к отрицательному зажиму источника питания, полярность напряжения на нагрузке меняется на обратную, и энергия, запасенная в индуктивности нагрузки, сбрасывается в нижнюю половину источника питания. Для нормальной работы схемы необходимо, чтобы к моменту спада тока нагрузки до нуля, транзистор VT1 был включен, что обеспечивает повторение всех процессов с другой полярностью тока. Таким образом, особенностью полумостового варианта схемы является то, что накопление энергии в индуктивности
нагрузки происходит от одной половины источника питания (например, от ), а ее сброс осуществляется в другую половину (соответственно, в ).
На рис. 1.4 (а) обозначены интервалы проводимости силовых полупроводниковых приборов:
— — интервал проводимости диода VD2;
— — интервал проводимости транзистора VT2;
— — интервал проводимости диода VD1;
— — интервал проводимости транзистора VT1.
Как вытекает из принципа действия схемы, амплитуда выходного напряжения инвертора в этом случае в два раза меньше, чем в однофазном мостовом варианте:
(1.17)
И, соответственно, действующее значение первой гармоники выходного напряжения равно:
(1.18)
Однако, амплитуда напряжения на силовом транзисторе (и, соответственно, на обратном диоде) остается такой же, как и в мостовой схеме:
(1.19)
Анализ кривых токов силовых полупроводниковых приборов показывает, что средние значения коллекторных и анодных токов в полумостовой схеме совпадают с соответствующими значениями токов в однофазной мостовой схеме. При этом следует иметь в виду, что среднее значение тока, отбираемое от одной половины источника питания в этом случае в два раза меньше, чем в однофазной мостовой схеме АИН.
Таким образом, в полумостовой схеме, по сравнению с мостовой схемой, уменьшается в два раза напряжение на нагрузке и, соответственно, уменьшается в два раза среднее значение тока, отбираемого от источника питания.
Следует отметить, что относительная установленная мощность силовых полупроводниковых приборов и в той, и в другой схеме одинаковы, так как сокращение в два раза количества транзисторов и диодов в полумостовой схеме, по сравнению с мостовым вариантом, приводит к соответствующему уменьшению мощности нагрузки из за уменьшения выходного напряжения. Полумостовая схема удобна для источников питания с промежуточным звеном повышенной частоты и бестрансформаторным входом. Поскольку выходное напряжение источников питания, как правило, невелико, а напряжение в звене постоянного тока, формируемое неуправляемым выпрямителем, составляет величины порядка сотен вольт, то согласование этого напряжения с выходным обеспечивается за счет соответствующего коэффициента трансформации высокочастотного трансформатора. С ростом частоты уменьшается число витков первичной обмотки, и требуемое число витков вторичной обмотки этого трансформатора может оказаться меньше единицы. В этом случае, использование полумостового варианта схемы инвертора, позволяющее уменьшить в два раза напряжение первичной обмотки трансформатора, может быть хорошим способом решения проблемы.
Поскольку кривая входного тока источника питания, показанная на рис. 1.4(д), содержит интервалы с нулевым током, длительность которых равна полупериоду выходного напряжения, то частота первой гармоники пульсаций входного тока полумостового инвертора равна частоте выходного напряжения. В этом случае, полагая, что кривая тока нагрузки синусоидальна и описывается уравнением (1.11), для вычисления косинусного коэффициента ряда используем следующее соотношение:
(1.20)
Соответственно, для синусного коэффициента будем иметь:
(1.21)
Таким образом, амплитуда -ой гармоники пульсаций входного тока равна:
(1.22)
Как видно из полученного уравнения, в спектре входного тока присутствуют лишь четные гармоники, так при нечетных обращается в нуль числитель дроби перед корнем. Кроме того, уравнение (1.22) не дает возможности вычислить первую гармонику пульсаций входного тока, так как при получается неопределенность типа . Вычислить требуемые коэффициенты можно, если в общих уравнениях положить . Тогда, косинусный коэффициент Фурье для первой гармоники будет равен:
(1.23)
И, соответственно, синусный коэффициент:
(1.24)
Таким образом, амплитуда первой гармоники пульсаций входного тока:
(1.25)
Как следует из полученного соотношения, амплитуда первой гармоники пульсаций входного тока в полумостовой схеме инвертора не зависит от фазового сдвига тока нагрузки, а определяется только амплитудой тока нагрузки. Для практических расчетов удобнее использовать не амплитуду тока нагрузки, а действующее значение этого тока. Тогда соотношение (1.25) можно переписать в следующем виде:
(1.26)
Сравнение соотношений (1.16) и (1.26) позволяет сделать вывод, что в худшем случае (при ) амплитуда первой гармоники пульсаций входного тока в мостовой схеме почти в два раза больше, чем в полумостовой. Однако, поскольку частота первой гармоники пульсаций входного тока в полумостовой схеме в два раза ниже, чем в мостовой, требуемые величины емкости фильтра и в том, и в другом случае практически одинаковы, но в полумостовой схеме таких конденсаторов надо два. Таким образом, с точки зрения установленной мощности входного фильтра, полумостовой вариант схемы инвертора менее экономичен.
В то же время, следует отметить, что искусственная нулевая точка, создаваемая за счет разделения емкости входного фильтра в полумостовом варианте схемы, позволяет решить проблему постоянного подмагничивания выходного трансформатора, которая почти всегда возникает в транзисторных АИН из-за разброса длительностей положительной и отрицательной полуволн выходного напряжения. Причинами такого разброса могут быть как неточности системы управления, так и разброс параметров силовых транзисторов. В частности, это характерно для биполярных транзисторов, в которых из-за разной степени насыщения приборов наблюдается ощутимая разница между временами рассасывания. В высокочастотных АИН это вызывает появление постоянной составляющей в выходном напряжении, которая, в свою очередь, создает постоянную составляющую в токе первичной обмотки трансформатора, что приводит к насыщению сердечника трансформатора и полному отказу преобразователя.
В полумостовой схеме с разделенным фильтровым конденсатором постоянная составляющая в выходном напряжении возникать не может, так как несимметрия длительности полуволн компенсируется изменением напряжения на фильтровых конденсаторах, т.е. изменением потенциала искусственной нулевой точки. В мостовой схеме инвертора, для предотвращения появления постоянной составляющей в первичной обмотке трансформатора, можно включить специальную, разделительную емкость.
www.literaturki.net
Абрамов Сергей г. Оренбург
Для питания радиоаппаратуры радиолюбители все чаще стали использовать импульсные блоки питания ввиду их малого веса и небольших габаритов. Предлагаемый полумостовой преобразователь напряжения отличается простотой конструкции и не требует налаживания. Основой преобразователя является микросхема IR2153 Представляющая собой драйвер двух ключей (IGBT или MOSFET) имеющий один выход для управления нижним ключом полумоста (LO) и один выход для верхнего ключа (HO)с плавающим потенциалом управления. Допустимое напряжение на инверторе, с которым работает микросхема, составляет 600 В.
Переменное напряжение 220вольт поступающее через разъем Х1 проходит через заграждающий фильтр С1,С2,L1 выпрямляется диодным мостом VD1-VD4 и сглаживается последовательно соединенными конденсаторами С6,С7. Рис1. Фильтр необходим для
Рис1.
предотвращения проникновения помех от преобразователя в сеть. Напряжение питания на микросхему D1 поступает через резистор R1 и сглаживается конденсатором С3. Напряжение на выводе VCC микросхемы D1 не может быть выше 15,6 вольт так как внутри микросхемы между выводами 1и 4 установлен стабилитрон. Цепочка R2, C4 задает частоту работы задающего генератора и равна 40кГц, при необходимости может изменяться от 80 гЦ до 1 мГц при условии что минимальные значения R2 и C4 должны находиться в пределах 10кОм и 330пФ соответственно. Для подбора данных деталей можно воспользоваться номограммой расположенной на рис 2. Верхний ключ открывается с выхода HO, нижний с выхода LO между включениями одного и другого ключа выдерживается пауза 1,2 мкс благодаря чему предотвращается протекание сквозных токов через транзисторы. Бутстреповая ёмкость С5 заряжается через диод VD5 при включении нижнего ключа VT2. Первичная обмотка трансформатора Т1 подключена к делителю напряжения образованному конденсаторами С6,С7 и силовыми ключами VT1,VT2. Конденсаторы С8,С9 подключенные параллельно выпрямительным диодам VD6,VD7 значительно снижают амплитуду выбросов в моменты переключения диодов.
Сетевой фильтр намотан на ферритовом кольце К20х12х6 марки М2000HM сложенным вдвое проводом МГТФ 0,12 и содержит 25-30 витков. Трансформатор Т1 намотан на Ш-образном магнитопроводе типоразмером М2000НМ Ш7х7. Первичная обмотка содержит 260 витков провода ПЭВ-2 диаметром 0,3мм. Вторичная обмотка обеспечивает выходное напряжение 12 вольт при токе 2,5 ампера и содержит по 15 витков сложенными в семеро проводами ПЭВ-2 диаметром 0,5. Конденсаторы С1,C2 типа К73-17, С4,C8,C9 керамические, электролитические C3,C5,C6,C7,C10 типа К50-35. Вместо VD1-VD5 подойдут любые другие на ток 0,7А и напряжение 400вольт, вместо VD6,VD7 желательно применить диоды шотки типа КД2997 установленные на игольчатый радиатор размером 25х40мм.
cxema.my1.ru