8-900-374-94-44
[email protected]
Slide Image
Меню

Расчет усилителя – Расчет усилителя с общим эмиттером

Расчет усилителя с общим эмиттером

Усилитель с общим эмиттером раньше являлся базовой схемой всех усилительных устройств.

Описание работы

В прошлой статье мы с вами говорили о самой простой схеме смещения транзистора. Эта схема (рисунок ниже) зависит от коэффициента бета, а он в свою очередь зависит от температуры, что не есть хорошо. В результате на выходе схемы могут появиться искажения усиливаемого сигнала.

Чтобы такого не произошло, в эту схему добавляют еще парочку резисторов и в результате получается схема с 4-мя резисторами:

Резистор между базой и эмиттером назовем Rбэ , а резистор, соединенный с эмиттером, назовем Rэ. Теперь, конечно же, главный вопрос: “Зачем они нужны в схеме?”

Начнем, пожалуй, с Rэ.

Как вы помните, в предыдущей схеме его не было. Итак, давайте предположим, что по цепи +Uпит—->Rк —–> коллектор—> эмиттер—>Rэ —-> земля бежит электрический ток, с силой в несколько миллиампер (если не учитывать крохотный ток базы, так как

Iэ = Iк + Iб ) Грубо говоря, у нас получается вот такая цепь:

Следовательно, на каждом резисторе у нас будет падать какое-то напряжение. Его величина  будет зависеть от силы тока в цепи, а также от номинала самого резистора.

Чуток упростим схемку:

Rкэ  – это сопротивление перехода коллектор-эмиттер. Как вы знаете, оно в основном зависит от базового тока.

В результате, у нас получается простой делитель напряжения, где

Мы видим, что  на эмиттере уже НЕ БУДЕТ напряжения в ноль Вольт, как это было в прошлой схеме. Напряжение на эмиттере уже будет  равняться падению напряжения на резисторе Rэ .

А чему равняется падение напряжения на Rэ ? Вспоминаем закон Ома и высчитываем:

Как мы видим из формулы, напряжение на эмиттере будет равняться произведению силы тока в цепи на номинал сопротивления резистора Rэ . С этим вроде как разобрались. Для чего вся эта канитель, мы разберем чуть ниже.

Какую же функцию выполняют резисторы Rб и Rбэ ?

Именно эти два резистора представляют из себя опять же простой делитель напряжения. Они задают определенное напряжение на базу, которое будет меняться, если только поменяется +Uпит, что бывает крайне редко.  В остальных случаях напряжение на базе будет стоять мертво.

Вернемся к Rэ .

Оказывается, он выполняет самую главную роль в этой схеме.

Предположим, у нас из-за нагрева транзистора начинает увеличиваться ток в этой цепи.

Теперь разберем поэтапно, что происходит после этого.

а) если увеличивается ток в этой цепи, то следовательно увеличивается и падение напряжения на резисторе Rэ .

б) падение напряжения на резисторе Rэ  – это и есть напряжение на эмиттере Uэ.  Следовательно, из-за увеличения силы тока в цепи Uэ стало чуток больше.

в) на базе у нас фиксированное напряжение Uб , образованное делителем из резисторов

Rб  и Rбэ

г) напряжение между базой эмиттером высчитывается по формуле Uбэ = Uб – Uэ . Следовательно, Uбэ станет меньше, так как Uэ увеличилось из-за увеличенной силы тока, которая увеличилась из-за нагрева транзистора.

д) Раз Uбэ уменьшилось, значит и сила тока Iб , проходящая через базу-эмиттер  тоже уменьшилась. 

е) Выводим из формулы ниже Iк

Iк =β х Iб

Следовательно, при уменьшении базового тока, уменьшается и коллекторный ток 😉 Режим работы схемы приходит в изначальное состояние. В результате схема у нас получилась с отрицательной обратной связью, в роли которой выступил резистор Rэ . Забегая вперед, скажу, что Отрицательная Обратная Связь (ООС) стабилизирует схему, а положительная наоборот приводит к полному хаосу, но тоже иногда используется в электронике.

Расчет усилительного каскада

Рассчитать каскад на биполярном транзисторе КТ315Б с коэффициентом усиления равным

KU =10Uпит = 12 Вольт.

1) Первым делом находим из даташита  максимально допустимую рассеиваемую мощность, которую транзистор может рассеять на себе в окружающую среду. Для моего транзистора это значение равняется 150 миллиВатт.  Мы не будем выжимать из нашего транзистора все соки, поэтому уменьшим нашу рассеиваемую мощность, умножив на коэффициент 0,8:

Pрас = 150х0,8=120 милливатт.

2) Определим напряжение на Uкэ . Оно должно равняться половине напряжения Uпит.

Uкэ = Uпит / 2 = 12/2=6 Вольт.

3) Определяем ток коллектора:

Iк = Pрас / Uкэ  = 120×10-3 / 6 = 20 миллиампер.

4) Так как половина напряжения упала на коллекторе-эмиттере Uкэ , то еще половина должна упасть на резисторах. В нашем случае 6 Вольт падают на резисторах Rк  и Rэ . То есть получаем:

Rк + Rэ 

= (Uпит / 2) / Iк = 6 / 20х10-3 = 300 Ом.

Rк + Rэ  = 300, а Rк =10Rэ  , так как KU = Rк / Rэ , а мы взяли KU =10 ,

то составляем небольшое уравнение:

10Rэ + Rэ = 300

11Rэ = 300

Rэ = 300 / 11 = 27 Ом

Rк = 27х10=270 Ом

5) Определим ток базы Iбазы из формулы:

Коэффициент бета мы замеряли в прошлом примере. Он у нас получился около 140.

Значит,

Iб = Iк  / β = 20х10-3 /140 = 0,14 миллиампер

6) Ток делителя напряжения Iдел , образованный резисторами Rб  и Rбэ , в основном выбирают так, чтобы он был в 10 раз больше, чем базовый ток Iб :

Iдел = 10Iб = 10х0,14=1,4 миллиампер.

7) Находим напряжение на эмиттере по формуле:

Uэ= Iк R

э= 20х10-3 х 27 = 0,54 Вольта

8) Определяем напряжение на базе:

Uб =  Uбэ + Uэ

Давайте возьмем среднее значение падения напряжения на базе-эмиттер Uбэ = 0,66 Вольт. Как вы помните – это падение напряжения на P-N переходе.

Следовательно, Uб =0,66 + 0,54 = 1,2 Вольта. Именно такое напряжение будет теперь находиться у нас на базе.

9) Ну а теперь, зная напряжение на базе (оно равняется 1,2 Вольта), мы можем рассчитать номинал самих резисторов.

Для удобства расчетов прилагаю кусочек схемы каскада:

Итак, отсюда нам надо найти номиналы резисторов. Из формулы закона Ома высчитываем значение каждого резистора.

Для удобства пусть у нас падение напряжения на Rб называется U1 , а падение напряжения на Rбэ будет U2 .

Используя закон Ома, находим значение сопротивлений каждого резистора.

Rб = U1 / Iдел = 10,8  / 1,4х10-3 = 7,7 КилоОм

. Берем из ближайшего ряда 8,2 КилоОма

Rбэ = U2 / Iдел = 1,2 / 1,4х10-3 = 860 Ом. Берем из ряда 820 Ом.

В результате у нас будут вот такие номиналы на схеме:

Проверка работы схемы в железе

Одной теорией и расчетами сыт не будешь, поэтому собираем схему в реале и проверяем ее в деле. У меня получилась вот такая схемка:

Итак, беру свой цифровой осциллограф и цепляюсь щупами на вход и выход схемы. Красная осциллограмма – это входной сигнал, желтая осциллограмма – это выходной усиленный сигнал.

Первым делом подаю синусоидальный сигнал с помощью своего китайского генератора частоты:

Как вы видите, сигнал усилился почти в 10 раз, как и предполагалось, так как наш коэффициент усиления был равен 10.  Как я уже говорил, усиленный сигнал по схеме с ОЭ находится в противофазе, то есть сдвинут на 180 градусов.

Давайте подадим еще треугольный сигнал:

Вроде бы гуд. Если присмотреться, то есть небольшие искажения. Нелинейность входной характеристики транзистора дает о себе знать.

Если вспомнить осциллограмму схемы с двумя резисторами

то можно увидеть существенную разницу в усилении треугольного сигнала

Заключение

Схема с ОЭ во времена пика популярности биполярных транзисторов использовалась как самая ходовая. И этому есть свое объяснение:

Во-первых, эта схема усиливает как по току, так и по напряжению, а следовательно и по мощности, так как P=UI.

Во-вторых, ее входное сопротивление намного больше, чем выходное, что делает эту схему отличной малопотребляемой нагрузкой и отличным источником сигнала для следующих за ней нагрузок.

Ну а теперь немного минусов:

1) схема потребляет небольшой ток, пока находится в режиме ожидания. Это значит, питать ее долго от батареек не имеет смысла.

2) она уже морально устарела в наш век микроэлектроники. Для того, чтобы собрать усилитель, проще купить готовую микросхему и сделать на ее базе мощный и простой усилок.

www.ruselectronic.com

МЕТОДИКА РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ

Простейшим бестрансформаторным усилителем мощности, работающим в режиме А., может служить эмиттерный повторитель с дополнительным источником питания (рис. 5.2).

Рисунок 5.2- Усилитель мощности

Максимальный размах напряжения на нагрузке в случае симметричного питания ограничивается по формуле

,

при этом мощн ость в нагрузке

 

:

 

Максимальное значение мощности будет достигаться при RH=RЭ:

.

Мощность, потребляемая от источника питания

РО=2Е.

Тогда коэффициент полезного действия

.

Мощность, рассеиваемая на транзисторе, максимальна в режиме покоя (Рн=0):

Рт= Е 2п\RЭ=8 Р

н макс.

Схема двухтактного эмиттерного повторителя на транзисторах противоположного типа проводимости, образующих так называемую комплементарную пару, приведена на рис.5.3.

Транзисторы работают поочередно, каждый в течение одного полупериода входного напряжения. При UВХ = О оба транзистора заперты.

Рисунок 5.3 – Двухтактный усилитель мощности

Следовательно, схема имеет малый ток покоя, что характерно для режима В. Максимальный размах напряжения на нагрузке при симметричном питании достигает значение:

UН.м= EП .

При полном размахе напряжения на нагрузке мощность в нагрузке

Рн.макс= Е 2п/(2RH).

Мощность, потребляемая от источников питания обоими транзисторами РО=2ЕпIHМ/ ,

где IHМ= UHМ/RH- максимальная амплитуда тока в нагрузке.

Коэффициент полезного действия

.

Мощность рассеивания на каждом транзисторе

РТ МАКС= .

Для уменьшения нелинейных искажений, возникающих из-за большой кривизны начального участка входных характеристик, двухтактный эмиттерный повторитель часто используется в режиме АВ. Для этого через транзисторыVT1 и VT2 задается ток покоя, составляющий незначительную часть максимального тока в нагрузке:



I0= (0.05…0.15) IH.М .

 

Для обеспечения малого значения тока покоя следует приложить постоянное напряжение порядка 1.4 В между базами транзисторов VT1 и VT2 . Если напряжения U1 и U2 равны между собой, то выходной потенциал покоя равен входному потенциалу покоя. Дополнительные резисторы R1 и R2 обеспечивают температурную стабилизацию тока покоя. Вместе с тем резисторы R1 и R2 включены последовательно c Rh и поэтому они снижают мощность, отдаваемую в нагрузку.

Для нормальной работы двухтактного бестрансформаторного усилителя мощности необходимо включение предоконечнoго каскада.

 

На рис.5.4 приведена схема усилителя мощности, в которой в качестве предоконечного каскада используется каскад на транзисторе VT1. . При расчете такого усилителя обычно заданы мощность Рн и сопротивление нагрузки Rн.

Мощность, которую должны выделять транзисторы обоих плеч усилителя, Р>>1.1PH

Рисунок 5.4 – Усилитель мощности

Переменные составляющие коллекторного тока и напряжения равны соответственно :

IKМ= , UKm=2P/IKМ.

Минимальное напряжение в цепи коллектор-эмиттер транзисторов VT1и VT2 находят из выходных характеристик транзисторов. Выделяемую оконечным каскадом мощность определяют графически как площадь треугольника АВС.

Напряжение источника питания удовлетворяет неравенству

EK UKМ+UОСТ (0.4…0.5)UК. ДОП.

Начальный ток Iок (IKA ) через транзисторы обеспечивают соответствующим выбором величин резисторов: R1, R2, R3 и R4 .

Средний ток, потребляемый транзистором

Iк.ср=IK/ p.

Потребляемая каскадом номинальная мощность

PO=2EKIK.СР.

Коэффициент полезного действия

.

Определяют входную мощность :

РВХ = 1/2 UВХ.М IБ.М .

Подсчитывают коэффициент усиления по мощности :

КРВЫХВХ.

Пример 5.1

Рассчитать двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности, изображенный на рис.5.1, если заданы мощность в нагрузке Рн = 2 Вт и сопротивление нагрузки Rh = 10 Ом. Усилитель работает от источника сигнала с параметрами: Еr = 600 мв и RГ = 10 Ом.

Решение

Определим с небольшим запасом мощность, которую должны выделить транзисторы обоих плеч каскада :

Р 1.1Рн = 2.2 Вт.

Требуемое максимальное значение коллекторного тока .

IK= .

Минимальное напряжение в цепи коллектор-эмиттер определим по выходным характеристикам транзисторов. Остаточное напряжение Uoст должно отсекать нелинейную часть характеристик. Примем Uост = 1 В.

Требуемую амплитуду напряжения на нагрузке UВЫХ найдем из формулы

UK= B.

Необходимое напряжение источника питания = 1+ 6.6=7.6 В. Возьмем с запасом EK = 8 В.

Выбираем мощные транзисторы VT2 и VT3 по значению отдаваемой мощности Ри максимальному напряжению на коллекторе. Выбираем транзисторы с противоположным типом проводимости (так называемой комплементарной парой) типа КТ814А и КТ815A.Примем значение коэффициентов усиления по току = 25. Тогда IБМ=IКМ/ = 0.6/25 = O.O15A = 15 мА .

Рассчитаем цепь базового делителя R1...R2. Потенциал базы транзистора VT1 в состоянии покоя выберем исходя из необходимого начального тока через транзисторы VТ2 и VT3, вида входных характеристик. Пусть IK.НАЧ=10 мА, тогда IБ.НАЧ = 0.4 мА.. Из входных характеристик находим: UБЭ.НАЧ = 0.45 В. Примем ток делителя IД равным 0.8 мА, тогда

R1=R4= кOм ,

R2=R3= кOм.

Рассчитаем каскад предварительного усиления на транзисторе VT1. Коэффициент усиления каскада VT1 определяется выражением

KU1= .

где R ВХ1= rб1+(rЭ1+RЭ1)/ (1+ ): RВХ2 при условии достаточно высокоомных резисторов R1 и R4: = 25. С другой стороны, каскад на транзисторе VT1 должен обеспечить следующее усиление: KU1 = UK.m/EГ =6.6/0.6=11. Такое усиление можно получить, задавшись током покоя транзистора VT1, равным 5 мА. Выбрав Rк1 = 2 кОм, обеспечим режимное значение UKЭ1= 5 В. Из формулы для KU1 при rэ1 = 5 Ом и = 50 находим сопротивление эмиттерного резистора, регулирующего усиление каскада на VT1. Сопротивление RЭ1=47 Ом обеспечивает необходимый коэффициент усиления каскада предварительного усиления на VT1:

Амплитуда входного тока транзистора \/T1

.

Коэффициент усиления по мощности для рассчитываемого усилителя

.

Задание 6

Рассчитать нормирующий усилитель (рис 6.5), если заданы тип ОУ, коэффициент передачи КU, нагрузка RH , входное сопротивление Rвх, выходное сопротивление Rвых, источник сигнала Ег и Rг, колебание температуры ΔТ, нестабильность питания ΔЕп. Оценить относительную статическую погрешность и дрейф, приведенный ко входу усилителя. Данные для расчета приведены в табл.6.1, параметры ОУ – в приложении Д.

Исследовать нормирующий усилитель на ПЭВМ. Снять передаточную характеристику, используя данные своего варианта и расчетные номиналы резисторов.

 

Таблица 6.1.- Варианты задания 6

Номер вари-анта Тип ОУ КU RH, кОм Rвх, кОм Rвых, кОм Ег, В Rr, кОм ΔТ, 0С ΔЕп, %
1 3 4 5 6 7 8 9 10
КР140УД1 4.7 0.12 0.1 0.82 ±5
КР140УД5 4.3 0.15 0.12 0.92 ±8
КР140УД6 3.9 0.16 0.15 1.0 ±10
КР140УД8 3.6 0.18 0.2 1.1 ±12
КР140УД9 3.3 0.2 0.18 1.2 ±12
КР140УД20 3.0 0.21 0.22 1.3 ±15
К544УД1 2.7 0.24 0.2 1.4 ±4
КМ551УД2 2.4 0.27 0.25 1.5 ±6
К553УД2 2.2 0.3 0.25 1.6 ±9
К 140УД14 2.0 0.33 0.3 1.7 ±7
К 140УД7 1.8 0.36 0.15 1.8 ±10
К Р140УД1 1.8 0.3 0.2 1.5 ±5
К 140УД5 2.0 0.33 0.15 1.8 ±10
К 140УД6 1.8 0.10 0.08 1.0 ±5
К 140УД8 1.7 0.12 0.1 1.1 ±8
К140 УД9 1.6 0.14 0.12 1.2 ±10
К140 УД20 1.5 0.15 0.15 1.3 ±12
К 544УД1 1.4 0.18 0.2 1.4 ±15
КМ551УД2 1.3 0.20 0.24 1.5 ±12
К 553УД2 1.2 0.15 0.26 1.6 ±10
К140 УД14 1.1 0.12 0.3 1.7 ±8
К 140УД7 1.0 0.22 0.33 1.8 ±5
К 140УД14 1.1 0.24 0.36 1.9 ±8
К553УД2 1.2 0.3 0.4 2.0 ±10
КМ551УД2 1.3 0.35 0.45 2.2 ±12
К544УД1 1.4 0.4 0.5 2.4 ±15
К140УД20 1.5 0.5 0.55 2.6 ±12
К140УД9 1.6 0.55 0.6 2.8 ±10
К140УД8 1.8 0.6 0.65 3.0 ±8
К140УД6 2.0 0.65 0.8 3.2 ±5

 

6 МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ ПО РАСЧЕТУ СХЕМ НА

ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ

Общие сведения

Под операционным усилителем (ОУ) принято понимать универсальный электронный усилитель, который может выполнять самые различные функции и позволяет без нарушения его работоспособности вводить обратную связь (ОС) различного типа. Обозначение ОУ в виде прямоугольника, у которого инвертирующий вход обозначается кружком ,приведено на рис 6.1.

По принципу действия ОУ сходен с обычным усилителем. Как и обычный усилитель, он предназначен для усиления напряжения или мощности входного сигнала.

Свойства и параметры обычного усилителя полностью определены его схемой, а свойства и параметры ОУ определяются преимущественно параметрами цепи ОС. ОУ выполняют по схеме усилителей постоянного тока с непосредственной связью с отдельных каскадов с дифференциальным входом и биполярным по отношению к амплитуде усиливаемого сигнала выходом. Это обеспечивает нулевые потенциалы на его входе и выходе при отсутствии управляющих сигналов на его входе. ОУ характеризуется большим коэффициентом усиления, высоким входным и низким выходным сопротивлениями.

ОУ выполняются в виде монолитных интегральных микросхем и по своим габаритным размерам и стоимости сравнимы с транзисторами.

Благодаря практически идеальным характеристикам ОУ реализация различных схем на их основе оказывается значительно проще, чем на отдельных транзисторах. Поэтому ОУ вытесняют отдельные транзисторы как элементы схем во многих областях электроники.

Большинство интегральных ОУ имеет один выход. При этом выходное напряжение Uвых находится в фазе с напряжением Uвх1 и противофазно напряжению Uвх2. Напряжение, непосредственно приложенное между входами, равно разности напряжений Uвх1 и Uвх2. Это напряжение равно нулю, если Uвх1 и Uвх2 имеют даже значительные, но равные значения. Поэтому напряжения Uвх1 и Uвх2 по отношению к общей точке называются напряжениями общего вида, а их разность - дифференциальным напряжением.

Рисунок 6.1- Обозначение ОУ

 

Требования к ОУ

Входной каскад должен обладать минимально возможной величиной входного тока.

ОУ должен обеспечивать:

- максимально возможный КU разомкнутого ОУ;

- инверсию выходного напряжения, обеспечивающую реализацию ООС;

- обеспечение смещения рабочих точек транзисторов в каскадах;

- обеспечение положения «машинного нуля» в области представления выходных напряжений;

- совмещение «машинного нуля» с физическим;

- обеспечение временной и температурной стабильности «нуля».

Выходной каскад ОУ должен обеспечивать:

- малое выходное сопротивление;

- большой выходной ток (10…100)мА;

- большое выходное знакопеременное напряжение;

- малая рассеиваемая мощность в режиме покоя;

Выходной каскад должен обладать средствами защиты от короткого замыкания как на общий провод, так и на источники питания.

 


Не нашли то, что искали? Воспользуйтесь поиском гугл на сайте:

zdamsam.ru

2. Расчет схемы усилителя низких частот

Необходимо разработать усилитель низкой частоты со следующими параметрами:

  • напряжение входного сигнала Uвх = 25 мВ;

  • входное сопротивление усилителя Rвх > 2000 Ом;

  • коэффициент усиления по напряжению КU>130;

  • сопротивление нагрузки усилителя Rн = 800 Ом;

  • нижняя частота полосы пропускания fH = 20 Гц;

  • верхняя частота полосы пропускания fB = 16 кГц;

  • коэффициент нелинейных искажений Мн = 1,1

Предварительный расчет

Рассчитаем мощность сигнала на входе усилителя:

Рвх = U2вх/ 4 Rг , (2.1)

где Uвх – действующее значение напряжения источника сигнала

Rг – внутреннее сопротивление источника сигнала

Рвх = (25·10-3)2 /4·800 = 0,000000195 Вт

Рассчитаем мощность сигнала на выходе усилителя:

Рвых = U2вых .m/ 2 Rн , (2.2)

Выходное напряжение можно рассчитать по формуле:

Uвых.m = Uвх √2·KU (2.3)

Uвых.m = √2· 25·10-3·130 = 4,59 В

Подставим в формулу 2.2 найдем мощность на выходе

Рвых = 4,592/ 2·800 = 0,013 Вт = 13 мВт.

Коэффициент усиления по мощности рассчитаем по формуле:

КР общ = Рвых / Рвх (2.4)

КР общ = 0,013 /0,000000195 = 66666,6

КР общ дБ = 10lg КР общ (2.5)

КР общ дБ = 10lg66666,6 = 48,24 дБ

Определяем ориентировочно число каскадов и составляем структурную схему усилителя:

m = КР общ дБ / 20 (2.6)

m = 48,24 /20 = 2,4

полученное значение округляем до ближайшего целого числа в сторону увеличения, и принимаем количество каскадов равное 3.

Предварительно выбираем схему выходного каскада, тип усилительных приборов и ориентировочную величину коэффициента усиления.

Рассчитаем выходное напряжение усилителя:

Uвых = Uвх ·KU (2.7)

Uвых = 130 ·25·10-3 = 3,25 В

Рассчитаем напряжение коллекторного питания усилителя:

Ек = Uбэр + 2·Uвых+0,1 Ек (2.8)

Ек = (0,45+2·3,25) / 0,9 = 7,72 В

Принимаем стандартное ближайшее напряжение – 9 В

Так, как 3 каскада то распределяем общий коэффициент усиления по каскадам:

КU = KU1·KU2·KU3 = 1·20·6,5 = 130 (2.9)

Принимаем KU1<1, KU2 ≥ 20, KU3 ≥ 6,5.

    1. Расчет выходного каскада

В качестве выходного каскада выбираем каскад с общим эмиттером и смещением постоянным напряжением базы. Схема каскада представлена на рис. 6

+Ek

R7 R10 C 6

C4

VT3

R8 R9 C5 Uвых

Рисунок 6 Выходной каскад усилителя

Используем в этом усилителе транзистор КТ315 А, так как его характеристики (таблица 2.1) удовлетворяют предъявленным требованиям.

Таблица 2.1 Параметры биполярного транзистора КТ 315 А.

Ik max, mA

Uкэmax, B

Ukб, B

Uэб, B

P max, mBт

h 21э

Uk, B

Ik, mA

Ikб0 , мкА

F гр, МГц

Ск, пФ

100

20

10

5

150

30..120

10

1

1

250

7

Проведем динамическую характеристику транзистора КТ 315 А на его выходной характеристике

IКР = 5 мА, Iбр = 0,1 мА, Uкэр = 5 В, Uбр = 0,45 В

Ек = 9 В.

R10 = (Ек - Uкэр ) / IКР= (9-5) / 5·10-3 = 800 Ом (2.10)

Выберем ближайшее стандартное сопротивление : R10 = 820 Ом

Р R10 = R10· IКР2 = 820·(5·10-3)2 = 0,0205 Вт (2.11)

Округляем найденную мощность до ближайшего стандартного значения Р R10 = 0,125 Вт

Выберем тип резистора – МЛТ.

R9 = 0,1 Ек / IКР = 0,1·9 / 5·10-3 = 180 Ом (2.12)

Принимаем R9 = 180 Ом

Р R9 = R9· IКР2 = 180·(5·10-3)2 = 0,0045 Вт (2.13)

Округляем найденную мощность до ближайшего стандартного значения Р R9 = 0,125 Вт

  • Определим напряжение смещения и ток на базе по графику

  • Рассчитаем сопротивление делителя:

R7 = (Ек - Uбэр - U R9)/ (Iд+Iб),

где (2.14)

U R9 = IКР· R9 = 5·10-3·180 = 0,9 В (2.15)

Iд = (2…5) Iб = 5·0,1·10-3 = 0,5 мА (2.16)

Тогда из 2.14 R7 :

R7 = (9-0,45-0,9) / (0,5+0,1)·10-3 = 12750 Ом

Принимаем ближайшее значение R7 = 13000 Ом или 13 кОм

Р R7 = R7· Iд2 = 13·103·(0,5·10-3)2 = 0,003 Вт (2.17)

Округляем найденную мощность до ближайшего стандартного значения Р R7 = 0,125 Вт

R8 = (Uбэр + U R9)/ Iд = (0,45+0,9)/0,5·10-3 = 2700 Ом (2.18)

Принимаем ближайшее значение R8 = 2,7 кОм

Р R8 = R8· Iд2 = 2,7·103·(0,5·10-3)2 = 0,000675 Вт (2.19)

Округляем найденную мощность до ближайшего стандартного значения Р R8 = 0,125 Вт

ХСр1≤ Rвх; (2.20)

1/ (ώн·Ср) = Rвх /10 (2.21)

С6 = 10/2πfн Rн√m2H – 1 (2.22)

С6 = 10/2·3,14·20·800·√1,052-1 = 0,00031 Ф = 310 мкФ

Округлим до ближайшего стандартного значения С6= 300 мкФ

С5 = 10/2πfн R9 (2.23)

С5 = 10/2·3,14·20·180 = 0,000442 Ф = 442 мкФ.

Принимаем ближайшее значение С5 = 430 мкФ

UС5 = 1,5..2 Uср (2.24)

Uср = R9·Iкр = 180·5·10-3 = 0,9 В (2.25)

UС5 = 2 Uср = 2·0,9 = 1,8 В

UС6 = 1,5..2 Ек (2.26)

UС6 = 2·9 = 18 В

Принимаем UС5 = 3 В , UС6 = 25 В.

Rвх.п = RвхR 7/8 / (Rвх + R 7/8) (2.27)

Rвх = h11э+ R10/Н(1+h21э) (2.28)

R10/Н = RН R10/ (RН+ R10) (2.29)

R10/Н = 404,94 Ом

R 7/8 = 2,2·103 Ом

Rвх = 15053,14 Ом

Rвх.п = 1,9 кОм

С4 = 10/1,9·103·2·3,14·20·√1,032-1 = 0,000169 Ф = 169 мкФ

Принимаем С4 = 160 мкФ, напряжение питания такое же как и С6

КU3 = h21э minRвых3 / Rвх3 = 30·800/ 1,9·103 = 12,63 (2.30)

studfiles.net

Расчет усилителя мощности на транзисторах

Александр Сергеев

Усилитель мощности является одним из наиболее сложных в изготовлении узлов радиостанции. Рассчитать и построить его значительно труднее, чем усилитель низкой частоты или маломощный усилитель высокой частоты. Связано это с тем, что транзисторы, по сравнению с электронными лампами, обладают значительно худшими частотными свойствами.

Кроме того, транзисторы намного чувствительнее к электрическим перегрузкам (даже кратковременным). Поэтому радиолюбители часто строили гибридные радиостанции, в которых все каскады были выполнены на транзисторах (или микросхемах), а выходной каскад передатчика — на лампе. Но транзисторы по сравнению с электронными лампами имеют несколько весьма существенных преимуществ (небольшие размеры, низкое напряжение питания, устойчивость к ударам и вибрации и т.д.), поэтому полностью транзисторная радиостанция имеет значительно лучшие эксплуатационные характеристики.

В настоящее время в продаже имеется большое количество мощных высокочастотных полевых и биполярных транзисторов. Каждый из этих типов транзисторов имеет свои достоинства и недостатки, которые необходимо учитывать при изготовлении радиоетанции. Так, полевые транзисторы имеют достаточно хорошие частотные свойства. Сопротивление канала практически мгновенно изменяется при изменении управляющего напряжения, поэтому частотные свойства транзистора определяются в основном межэлектродными и паразитными емкостями транзистора и индуктивностями выводов.

Рассчитывать каскад на полевом транзисторе можно по методике, которая традиционно применяется для расчета усилителей на электронных лампах (так называемый временной метод). Необходимые для расчета проходные характеристики транзистора (зависимость тока стока от напряжения затвор-исток) приводятся в справочниках. Для повышения точности расчетов для конкретного экземпляра транзистора можно снять эти характеристики экспериментально (в режиме постоянного тока). При этом характеристики изготовленного усилителя (выходная мощность, коэффициент полезного действия), как правило, хорошо согласуются с результатами расчетов.

Но применять полевые транзисторы в передатчиках не всегда целесообразно. Во-первых, полевой транзистор имеет сравнительно большое сопротивление канала в открытом состоянии, что приводит к уменьшению коэффициента полезного действия (КПД) даже на сравнительно низких частотах. Для увеличения КПД нужно увеличивать напряжение питания усилителя, а для этого требуется или увеличивать напряжение питания всей радиостанции, или использовать для питания усилителя мощности дополнительный повышающий преобразователь напряжения.

Во-вторых, большинство из доступных мощных высокочастотных полевых транзисторов имеют сравнительно небольшую крутизну при значительной входной емкости (сотни пикофарад). Поэтому для получения высокого КПД необходимо увеличивать амплитуду управляющего напряжения на затворе транзистора. А это приводит к тому, что для согласования выходного каскада с драйвером приходится применять колебательные контуры, что затрудняет настройку передатчика и его перестройку по частоте.

В последнее время стали появляться высокочастотные полевые транзисторы с большей крутизной, но они пока малодоступны. Поэтому для усилителей мощности часто применяют биполярные транзисторы, которые имеют меньшее сопротивление в открытом состоянии, что способствует повышению КПД при низком напряжении питания, а также низкое входное сопротивление, что позволяет уменьшить управляющее напряжение на базе транзистора и использовать для связи выходного передатчика с драйвером апериодические цепи.

Схема примера расчёта усилителя.

Но работа биполярных транзисторов связана с процессами диффузии, поэтому они имеют значительно худшие частотные свойства, чем полевые транзисторы. Кроме того, биполярные транзисторы имеют большой разброс параметров, и эти параметры сильно зависят от температуры, напряжения питания и от тока коллектора. Все это значительно затрудняет расчет режима работы усилителя. В то же время, такие расчеты выполнять необходимо, т.к. биполярные транзисторы чувствительны даже к кратковременным перегрузкам, и экспериментальный подбор режима работы усилителя мощности чреват значительными экономическими издержками.

Обычно для расчета режима работы каскада на биполярном транзисторе применяется временной метод, основанный на использовании проходной характеристики транзистора, т.е. зависимости тока коллектора от напряжения база-эмиттер. Но эта характеристика строится в режиме постоянного тока, поэтому ее можно применять только для расчета устройств, работающих на низких частотах.

Повысить точность расчета можно применяя методику, основанную на спектральном анализе. Ниже приводится упрощенный способ расчетов основных параметров усилителя. Расчеты упрощены за счет того, что реальная входная характеристика транзистора заменена кусочно-линейной аппроксимацией этой характеристики. Такое упрощение допустимо, т.к. параметры транзистора зависят от температуры, напряжения и тока, а потому выполнять слишком точные расчеты не имеет смысла.

Кусочно-линейная аппроксимация и временная диаграмма.

Сущность этого метода заключается в том, что транзистор представляется в виде трансформатора тока, коэффициент передачи которого определенным образом зависит от частоты. Зная, какое напряжение подается на вход усилителя, а также располагая входными характеристиками транзистора (зависимостью тока базы от напряжения база-эмиттер для схемы транзистора с общим эмиттером), можно по аппроксимации входных характеристик и по входному напряжению определить спектральные составляющие входного тока транзистора (тока базы для схемы с общим эмиттером).

Затем, зная зависимость коэффициента передачи тока от частоты, можно определить амплитуды соответствующих спектральных составляющих коллекторного тока. Далее, зная сопротивление нагрузки усилителя для различных спектральных составляющих коллекторного тока, можно определить напряжение на выходе усилителя мощности. На этом расчет заканчивается, т.к. на этом этапе основные параметры усилителя уже известны. Практически при расчете усилителя нам необходимо определить только постоянную составляющую и амплитуду первой гармоники тока коллектора.

Зависимость модуля коэффициента передачи тока базы от частоты.

В качестве примера рассчитаем режим работы усилителя, схема которого приведена на рис.1. На рис.2 показаны кусочно-линейная аппроксимация входной характеристики транзистора (зависимость тока базы от напряжения база-эмиттер), временная диаграмма переменного напряжения на входе усилителя и временная диаграмма тока базы. На рис.З приведена зависимость модуля коэффициента передачи тока базы от частоты (в логарифмическом масштабе по оси частот).

Расчет выполняется в следующем порядке:

  1. По входной характеристике определяем угол отсечки тока базы [1, стр. 505, формула 10-63]:
  2. \[\cos \theta = - \left( {\frac{{V0 - Vnop}}{{V\max }}} \right)\]

    где θ — угол отсечки тока базы;
    V0 — постоянная составляющая напряжения на базе транзистора;
    Vnop — пороговое напряжение аппроксимированной входной характеристики (раствор характеристики в [1]), для кремниевых транзисторов можно принять Vnop = 0,7 В;
    Vmax — амплитуда переменного напряжения на входе усилителя.

  3. По графику [1, стр.508, рис. 10-26] определяем коэффициенты Берга для спектральных составляющих тока базы.
  4. Зная амплитуду импульсов тока базы Ibmax и коэффициенты Берга α0 и α1, определяем постоянную составляющую тока базы Ib0 и амплитуду первой гармоники тока базы Ib1.
  5. \[Ib0 = \alpha 0 \cdot Ib\max \] \[Ib1 = \alpha 1 \cdot Ib\max \]
  6. Зная постоянную составляющую тока базы Ib0 и амплитуду первой гармоники тока базы Ib1, по рис.З определяем постоянную составляющую тока коллектора IK0 и амплитуду первой гармоники тока коллектора IK1:
  7. \[Ik0 = Ib0 \cdot K0\] \[Ik1 = Ib1 \cdot KF1\]
  8. Зная амплитуду первой гармоники тока коллектора IK1 и эквивалентное сопротивление колебательного контура L1-C2 (рис.1), определяем переменное напряжение на выходе усилителя.

Приведенная выше методика расчета достаточно проста, но ее можно еще больше упростить. Это связано с тем, что при расчете усилителя мощности в основном нас интересует соотношение постоянной составляющей и амплитуды первой гармоники тока коллектора. При этом постоянную составляющую тока коллектора можно всегда измерить при помощи амперметра. Поэтому упрощенный расчет можно выполнить в следующем порядке:

1. По формуле (1) определяем угол отсечки тока базы и коэффициенты Берга α0 и α1. 2. Затем, используя рис.З, по приведенной ниже формуле определяем соотношение коэффициентов Берга для постоянной составляющей тока коллектора α0kol и для амплитуды первой гармоники тока коллектора α1kol \[\frac{{\alpha 1kol}}{{\alpha 0kol}} = \frac{{\alpha 1}}{{\alpha 2}} \cdot \frac{{KF1}}{{K0}}\] 3. Измерив постоянную составляющую тока коллектора IK0, определяем амплитуду первой гармоники тока коллектора IK1: \[IK1 = IK0 \cdot \frac{{\alpha 1kol}}{{\alpha 0kol}}\] 4. Затем определяем амплитуду напряжения на выходе усилителя. Амплитуду переменного напряжения на входе усилителя Vmax можно достаточно точно измерить пиковым вольтметром, а постоянную составляющую напряжения на базе транзистора V0—при помощи вольтметра с высоким входным сопротивлением. Подключать этот вольтметр к базе транзистора нужно через высокоомный резистор.

Нужно учесть влияние этого резистора на показания вольтметра. Удобно взять резистор, сопротивление которого равно входному сопротивлению вольтметра, тогда показания вольтметра нужно будет увеличивать в 2 раза. Если входной щуп вольтметра подключить непосредственно к базе транзистора, то паразитная емкость провода сильно изменит режим работы усилителя.

Из изложенного выше следует, что КПД усилителя мощности сильно зависит от соотношения F1 и FE (рис.З). Форма графика идентична амплитудно-частотной характеристике RC-фильтра нижних частот. Характерными точками графика являются FE — предельная частота коэффициента передачи в схеме с общим эмиттером, FE — предельная частота транзистора, К0 — статический коэффициент передачи тока базы на постоянном токе. При этом имеет место соотношение:

\[FE = \frac{{FT}}{{K0}}\]

Следовательно, для повышения КПД усилителя можно использовать два способа:

  • увеличивать FE, а для этого нужно выбирать транзисторы с максимальным значением FT И минимальным значением K0. Эти параметры транзисторов приводятся во всех справочниках;
  • уменьшать угол отсечки тока базы транзистора. Для этого нужно увеличивать амплитуду напряжения на входе усилителя Vmax и сопротивление резистора R1.

При этом нужно учитывать, что высокочастотные транзисторы имеют небольшое значение предельно допустимого обратного напряжения на эмиттерном переходе (обычно не более 5 — 7 В). Для того чтобы не допустить пробоя эмиттерного перехода транзистора, можно между базой и конденсатором С1 включить высокочастотный диод с малой емкостью и малым током утечки. При этом может несколько уменьшиться коэффициент усиления усилителя, но КПД усилителя является более важным параметром.

Если по приведенной выше методике рассчитать несколько опубликованных в радиолюбительской литературе схем усилителей, то получается, что многие из них должны работать с довольно низким КПД. Кроме того, в ряде случаев рекомендуется соединять выводы базы и эмиттера при помощи дросселя, который будет жестко ограничивать уменьшение угла отсечки тока базы. В результате, в таких схемах цепь базы будет работать с режиме С с углом отсечки 70—80°, а коллекторная цепь — в режиме АВ или в режиме А.

В методике расчета усилителя, приведенной в [2 , стр. 134—138], максимальное значение статического коэффициента передачи тока базы Ко вообще не упоминается. В то же время, разброс значений Ко у транзисторов одного типа обычно составляет от 3 до 5, а иногда и больше. Необходимо иметь в виду, что фактическое значение максимальной частоты транзистора Fj может быть значительно меньше приведенного в справочнике значения. Отбракованные по этому параметру транзисторы попадают в розничную продажу.

На сравнительно невысоких радиочастотах (до 10 МГц) для усилителей мощности можно использовать полевые MOSFET-транзисторы, которые сочетают такие достоинства полевых и биполярных транзисторов как высокое входное сопротивление и большая крутизна характеристики. КПД усилителя на MOSFET-транзисторе изменяется от 0,3 на частоте 10 МГц до 0,9 на частотах менее 5 МГц (данные для мощных транзисторов IRFZ44N).

Возможно, другие типы MOSFET-транзисторов могут работать на более высоких частотах. Быстродействие таких транзисторов можно оценить по времени переключения, значение которого приводится в справочниках. MOSFET-транзисторы имеют типичные для электронных ключей характеристики, поэтому при увеличении напряжения на затворе до 3—4 В они быстро переходят из закрытого состояния в открытое, при этом крутизна характеристики доходит до 20 A/В, а сопротивление открытого канала составляет около 0,03 Ом. Следовательно, усилитель будет работать в режиме D с максимальным КПД.

Усилитель, схема которого приведена на рис.1, и усилители на MOSFET-транзисторах предназначены для усиления сигналов с телеграфной или угловой модуляцией. Для линейного усиления сигналов при достаточно высоком КПД необходимо, чтобы транзистор работал на границе режима В и режима АВ и не выходил за пределы активного режима.

Эти условия можно создать, если применить в каскаде отрицательную обратную связь по току, которую создает резистор, включенный в цепь эмиттера или истока. Считается, что это ведет к самовозбуждению усилителя. Но самовозбуждение происходит, в основном, не из-за резистора, а из-за его паразитной индуктивности.

Поэтому если рабочая частота не очень велика, а резистор в цепи эмиттера имеет малую индуктивность, то усилитель будет иметь достаточный запас устойчивости. Резистор сопротивлением до 3 Ом и с малой индуктивностью можно изготовить из скрученного в витую пару отрезка высокоомного провода. На одном конце витой пары провода нужно замкнуть накоротко, а другие концы проводов использовать для подключения к схеме.

Литература

  1. Н.В.Зернов, В.Г.Карпов. Теория радиотехнических цепей. - М.: Энергия, 1965.
  2. С.Г.Бунин, Л.П.Яйленко. Справочник радиолюбителя-коротковолновика. - Киев: Техника, 1984.

ra4fjv.org

Выбор и расчет усилителя - часть 2

Исходные данные:

Рн = 13 Вт, Rн = 10 Oм. Транзистор выбираются по допустимой мощности рассеяния на коллекторе.

PKmax и максимальной амплитуде коллекторного тока IKmax :

На основе этих условий выбираем комплементарную пару:

КТ817В (Si n-p-n; в = 25…45; Ikmax =3A; Pkmax =25Вт)

КТ816В (Si n-p-n; в = 25…40; Ikmax =3A; Pkmax =25Вт)

Напряжение источника питания находим из условия:

Выбираем EП =40 В

На входной характеристике транзистора построим нагрузочную прямую по двум точкам:

Из входной, выходной и сквозной характеристик определяем следующие значения:

Коэффициент нелинейных искажений по 3-й гармонике без учёта ООС:

Глубина обратной связи:

,

где g21 – усредненная крутизна характеристики транзистора,

F = 51

C учётом действия ООС коэффициент нелинейных искажений по третьей гармонике:

Коэффициент нелинейных искажений по второй гармонике:

,

где х = 0.5 – коэффициент асимметрии.

Коэффициент нелинейных искажений с учетом ООС:

Полный коэффициент нелинейных искажений усилителя:

Сопротивления резисторов R1 и R2 принимают равными:

где - ток делителя, определяемый по ВАХ диода.

Выбираем резисторы из стандартного ряда: R1 = R2 = 750 Ом.

Входное сопротивление каскада:

где сопротивление делителя по переменному току

– усреднённая входная проводимость транзистора

Амплитуда напряжения и тока входного сигнала каскада:

,

Коэффициент усиления напряжения выходного каскада:

Ёмкость разделительного конденсатора:

где Mн = 0.707 – коэффициент частотных искажений.

5. Эмиттерный повторитель напряжения

Эмиттерный повторитель напряжения представляет собой УК на БПТ с ОК. ЭПН обладает малым выходным сопротивлением и высоким входным сопротивлением. В связи с этим такой каскад часто применяют в качестве согласующего, который включают между низкоомной нагрузкой, являющейся, например, выходным каскадом усилителя, и каскадом предварительного усилителя. Базовая схема ЭПН и его эквивалентная схема приведены на рис.2.1 рис.2.2.

В схеме ЭПН выходное напряжение, снимаемое с эмиттера транзистора, близко по значению входному напряжению и совпадает с ним по фазе. Резистор Rэ в схеме с ЭПН выполняет ту же функцию, что и резистор Rkв УК о ОЭ - создание изменяющегося напряжения в выходной цепи за счет протекания в ней тока, управляемого по выходной цепи базы. Конденсаторы С 1 и С2 - разделительные, предназначены для пропускания переменной составляющей сигнала. Резисторы R1 и R2 предназначены для задания режима покоя каскада. Задаваемое смещение обеспечивает протекание коллекторного тока в течение полного периода входного сигнала. Резисторы R1 и R2 выбраны так, что в отсутствие входного сигнала потенциал базы равен примерно половине напряжения источника питания. Точку покоя устанавливают так, чтобы на выходе формировался максимально симметричный сигнал (без ограничений и срезов). Это зависит от соотношения сопротивления плеч делителя R1-R2.

Высокое входное сопротивления является одним из важнейших преимуществ каскада с ЭПН. Высокое входное сопротивление требуется в случае применения каскада в качестве согласующего звена при работе от источника входного сигнала, имеющего большое внутренне сопротивление.

Исходные данные:

Rн =199 Ом

Umн = 8 B

Imн = 66мА

Выбираем транзистор:

Выбираем КТ503А( Sin-p-nв=40... 120 Ikmax =300мА Рkmax =0.5Вт)

Точку покоя устанавливают так, чтобы на выходе формировался максимально симметричный сигнал (без ограничений и срезов). Это зависит от соотношения сопротивлений плеч делителя R1 - R2.

Из входной и выходной характеристик определяем следующие значения:

в = 40

Сопротивление Rэ :

Сопротивление входной цепи транзистора:

Сопротивления плеч делителя R1 - R2 найдём из следующих условий:

где:

Получим:

Условие температурной стабилизации выполняется:

Далее рассчитываем входное сопротивление каскада:

Выходное сопротивление каскада несложно получить, рассматривая эквивалентную схему рис.2.2 со стороны выходных зажимов:

Поскольку значение rэ невелико, то выходное сопротивление каскада мало. Это свойство ЭПН используют, когда необходимо согласовать выходную цепь усилителя с низкоомной нагрузкой.

Коэффициент усиления напряжения находится по выражению:

Значения разделительных емкостей С1 и С2:

6. Расчет второго каскада предварительного усиления

Усиливаемый сигнал от источника сигнала Ег (рис. 2.1) в базовую цепь транзистора подается через разделительный конденсатор С1. Сопротивление Rк является коллекторной нагрузкой. С него усиленное переменное напряжение через разделительный конденсатор С2 подается в нагрузку Rн . При последовательном включении УК сопротивлением нагрузки является входное сопротивление следующего каскада.

Рассмотрим назначение элементов схемы УК.

Конденсаторы С1 и С2 - разделительные, назначение которых -отделить переменный усиливаемый сигнал от постоянных напряжений и токов, действующих внутри схемы. Конденсатор С1 исключает шунт

mirznanii.com

Расчет усилителя мощности

Усилители мощностиприменяются для усиления сигнала с целью обеспечения заданной мощности в нагрузке. Усилители мощности бывают однотактные и двухтактные, трансформаторные и бестрансформаторные. Однотактные усилители часто применяют при относительно малых мощностях. Как правило, в однотактной схеме выходной транзисторработает в режиме классаА, в двухтактной схеме выходные транзисторы - в режимах

классов АВ или В.

В данной курсовой работе рассчитываются двухтактные бестрансформаторные усилители. Для питания усилителей используются один или два источника напряжения.

К основным характеристикам усилителя мощности относятся: мощность в нагрузке, напряжение питания, коэффициенты усиления и нелинейных искажений, коэффициент полезного действия (КПД), полоса пропусканияи др.

При расчете усилителя мощности обычно бывают заданы мощность в нагрузкеи сопротивление нагрузки. Расчет усилителей мощности производится графоаналитическим или аналитическим методами.

Ниже приведены примеры расчетов усилителей мощности.

Пример 1. Расчет бестрансформаторного усилителя мощности с однополярным питанием

Принципиальная электрическая схема усилителя мощности приведена на рис. 2.

Транзистор VT1 УМ работает в режиме класса А. Выходные транзисторы VT4, VT5 работают в режиме АВ. "Вольт-добавка" в схеме осуществляется с помощью

конденсатораC2. В режиме покоя на нижней пластине конденсатора C2 имеется напряжение . На верхней пластине с учётом того, что обычно принимается,иUкэ 1=, напряжение составляет. Соответственно напряжение на конденсаторе будет. При достаточно большой постоянной времени это напряжение во время работы усилителя не изменяется.Если сигнал на выходе максимальный, т.е., постоянная составляющая на выходе (левая пластина конденсатораC4 и нижняя – C2 приближается к значению, а напряжение питания каскада на транзистореVT1 в точкесоединения R2 и R4 будет . Таким образом,напряжение питания каскада предварительного усиления на транзистореVT1 будет выше напряжения . Это позволяет получить на базе выходного транзистораVT4 напряжение усиливаемого сигнала выше, чем , что требуется для схемы с общим коллектором, чтобы обеспечить максимальное использование напряжения питанияи наибольший коэффициент полезного действия (КПД) выходного каскада.

С помощью резистора R1и конденсатора C5обеспечивается отрицательная обратная связь усилителя по напряжению.

Рис. 2. Принципиальная электрическая схема УМ с однополярным питанием

На транзисторах VT2, VT3 собрана защита УМ от перегрузки, которая работает

следующим образом. При большом входном сигнале (больше номинального) в выходномкаскаде может возникнуть перегрузка транзисторов VТ4, VT5 по току, из-за увеличения напряжения источника питания больше номинального или подключения к УМсопротивления нагрузкименьше номинального значения. Когда ток в нагрузке имеет номинальное значение, то он вызывает малое падение напряжения нарезисторах R7, R8, поэтому транзисторы VT2, VT3 закрыты.

При увеличении токанагрузки возрастает падение напряжения на резисторах R7, R8 и транзисторы VT2, VT3 приоткрываются и прикрывают транзисторыVT4, VT5, тем самым ограничивая значение выходного тока на уровне максимально-допустимого значения. Возрастающий ток коллектора транзистораVT2 уменьшает ток базы транзистора VT4. Аналогично работают транзисторыVT3 и VT5.

studfiles.net

Аналитический расчет усилителя.

Error: Reference source not found

Рис. 9.

Для них можно записать систему уравнений:

Из приведенной схемы усиления следует, что

Знак минус отражает тот факт, что отличается отна.

Решая совместно уравнения получим:

, где;

;

;;

Error: Reference source not found

Рис. 10.

Поскольку в обычных каскадах то:

;;

;.

Лекция №7. Усилители постоянного тока.

В усилителях переменного напряжения связь между каскадами осуществлялась с помощью RC-цепей или трансформаторов. При такой связи усиливалась только переменная составляющая.

В стабилизаторах напряжения и тока, измерительных приборах, устройствах автоматики (для регистрации давления, температуры, освещенности, влажности и др.), для усиления медленно изменяющихся напряжений и токов необходимы усилители, полоса пропускания которых имеет нижнюю граничную частоту . Усилители обладающие этим свойством, носят название УПТ.

С помощью УПТ можно усиливать токи 10-15…10-16А.

Вид АЧХ и амплитудной характеристики УПТ показан на рисунках

Error: Reference source not foundError: Reference source not found

Рис. 1. Рис. 2.

Упт прямого усиления.

В УПТ прямого усиления сигнал с выхода предыдущего каскада поступает непосредственно на вход следующего.

Error: Reference source not found

Рис. 3.

Режим покоя рассчитывается так же, как и для УНЧ.

Сопротивление резистора должно быть таким, чтобы обеспечивалось условие

отсюда

обычно .

Таким образом, при одинаковых режимах работы справедливы неравенства

Коэффициент усиления каждого каскада будет равен:

Анализ полученных выражений показывает, что в таком усилители невозможно получить значительное усиление за счет увеличения числа каскадов.

Дрейф нуля в упт.

Недостатком рассмотренных УПТ является дрейф нуля.

Изменение выходного напряжения, не связанного с входным напряжением и обусловленное внутренними процессами в усилители, называют дрейфом нуля усилителя.

Основные причины, вызывающие дрейф нуля УПТ:

Изменение температуры окружающей среды; изменение давления и влажности окружающей среды;

Изменение напряжений источников питания; шумы, создаваемые активными и пассивными элементами.

Количественно дрейф нуля оценивается дрейфом приведенным ко входу .

Величина приведенного дрейфа ограничивает минимально различимый входной сигнал. Приведенный дрейф нуля по напряжению для каскадов с ОЭ примерно равен 2…8 мВ/град для кремниевых БТ и 20…30 мВ/град для германиевых БТ.

Уменьшение дрейфа нуля достигается следующими мерами:

-стабилизацией источников питания;

-термостатированием;

-примененим ООС по постоянному току;

-применением кремниевых БТ и ПТ;

-использованием балансных (мостовых схем).

Балансные усилители.

В транзисторных и интегральных усилителях широкое распространение получила схема параллельного баланса.

Error: Reference source not found

Рис. 4.

Данная схема представляет собой мост, плечами которого является резисторы и транзисторы.

Для нормальной работы схемы она должна быть строго симметричной. В этом случае мост оказывается сбалансированным, а напряжение на его выходе равно 0.

Схема с симметричным входом и симметричным выходом на биполярных транзисторах.

Изменение напряжения питания и других факторов в данной схеме приводит к одинаковому изменению токов . В результате напряжение выходных электродах изменяется одинаково и разность напряжений между ними по-прежнему остается равной нулю.

Входное напряжение вызывает изменение токов причем.

Напряжение на резисторе RЭ при этом не изменяется, так как

Это означает, что транзисторы совместно с R1и R2образуют однокаскадные усилители ООС.

Коэффициент усиления можно определить из соотношений:

.

Дифферециальные усилители.

Дифференциальные усилители (ДУ) на биполярных тр-рах и полевых отличаются от балансных усилителей наличием 2хнесимметричных входов (рис. 5.).

Error: Reference source not found

Рис.5.

При поступлении на входы ДУ парафазных напряжений его работа () не отличается от работы балансного усилителя.

При поступлении на входы ДУ синфазных сигналов изменения токовравны по значению и по знаку, а изменение напряжения на Rэбудет равно:

Таким образом, для синфазных сигналов резистор Rэявляется элементом ООС.

В этом случае коэффициент усиления одного плеча равен

.

Подставив в выражение дляодного плеча, получим

.

При входных синфазных сигналах потенциалы коллекторов изменяются одинаково, поэтому напряжение на симметричном выходе .

В большинстве случаев входные сигналы не являются чисто синфазными или противофазными, а содержат одинаковую (синфазную ) и отличающуюся дифференциальнуючасти.

Error: Reference source not found

Рис. 6.

Сигналы, действующие на входе ДУ, можно математически представить в следующей форме:

В каждом плече синфазная составляющая будет усиливаться с коэффициентом усиления , а дифференциальная с коэффициентомтак что.

Последнее выражение показывает, что в ДУ синфазные сигналы представляют собой сигналы помехи, поэтому желательно иметь ;

Уменьшение можно достигнуть увеличением Rэ.

Однако повышение сопротивления Rэсопровождается увеличением падения напряжения на нем и требует значительного увеличения напряжения источника питания.

Поэтому вместо Rэчасто включают генератор стабильного тока (ГСТ).

Дифференциальные усилители с генератором стабильного тока.

Рассмотрим интегральную схему ДУ типа К118УД1.

Error: Reference source not found

Рис. 6.

ГСТ выполнен на биполярном тр-ре . Режим работы, а следовательно и ток всей коллекторной цепи определяются делителем, сопротивлениеми диодом.

В качестве диода используется тр-р в диодном включении

Error: Reference source not found

Рис.

Большое динамическое и малое статическое сопротивления ГСТ обусловлены характером зависимости

Error: Reference source not found

Рис. 8.

В интегральных ДУ и интегральных ГСТ широко используется диодно-транзисторные структуры, называемые отражателями токаилитоковыми зеркалами.

Простейшая схема токового зеркала имеет вид.

Error: Reference source not found

Рис. 9.

Схема содержит два идентичных БТ. У уоторых соединены эмиттерные переходы.

При одинаковых площадях эмиттерных переходов тр-ов эмиттерные токиравны между собой, вследствии чего тококазывается равным току.

Если 1ыйкаскад считать входным, а 2ойвыходным, топовторяет.

Отражатель имеет малое входное и большое выходное сопротивление.

Эмиттерные токи отличаются друг от друга если эмиттерные переходы тр-овнаходятся под разными напряжениями

или площади эмиттеров различны.

Чтобы создать различные напряжения в эмиттерные цепи включают сопротивления.

Error: Reference source not found

Рис. 10.

Подбирая эти с сопротивления можно получить коэффициент передачи тока отражателя в пределах 0,1…0,9.

Error: Reference source not found

Рис. 11.

Увеличение площади эмиттерного перехода транзистора позволяет получить коэффициент передачи тока отражателя в пределах 1…10.

Лекция №8.

studfiles.net

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *